畢業(yè)設計（論文）--pfc用三相高頻pwm整流器的仿真研究

1、<p>　　PFC用三相高頻PWM整流器的仿真研究</p><p>　　院 系：專 業(yè) 班：姓 名：</p><p><b>　　學 號：</b></p><p><b>　　指導教師：</b></p><p><b>　　2012年5月</b>&l

2、t;/p><p>　　PFC用三相高頻PWM整流器的仿真研究</p><p>　　PFC with high-frequency three-phase PWM rectifier simulation study</p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　由于諧波電流可能會引發(fā)器件的誤動作，干擾相鄰的

3、電子電氣設備，導致變壓器和電機等相關設備出現(xiàn)過熱現(xiàn)象；同時也增大了能量的損耗。考慮到以上的問題，本文主要用三相高頻PWM整流器進行仿真，其目的是為了提高功率因素。首先，分析了諧波電流的危害、以及低功率因素的原因，表明提高功率因素的意義以及如何實現(xiàn)PFC；其次，對電路結構及其控制原理的向量分析、控制方案的實現(xiàn)和功率因素校正器的設計，這其中包括了前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的設計、電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk))的設計和電流環(huán)（Fcn(I)

4、）的設計；最后，用仿真軟件MATALAB7.0 進行原理仿真。采用上述控制策略，完全可以做到使輸入電流與箱入電壓同相。</p><p>　　提出了一種三相降壓式電容輸入多諧振功率因數(shù)校正(PFC)電路，并且分析了多諧振PFC的工作原理，采用單相時變簡化分析模型，推導了電路元件電壓、電流約束關系，繪制了實用的PFC設計曲線。仿真及樣機實驗結果表明：本文提出的設計方法正確，軟開關技術有效；克服了準諧振PFC存在的開關

5、電流峰值大、直流輸出紋波大的不足，較好地解決了PFC實用技術存在的問題。</p><p>　　關鍵詞：諧波電流 功率因素 整流器 MATALAB</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　Due to harmonic currents may trigger device malfunction, in

6、terference between adjacent electrical and electronic equipment, led to the transformer and motor and other related equipment overheating; but also increases the energy loss.Considering the above problems, this paper use

7、s the three-phase high frequency PWM rectifier simulation, its purpose is to improve the power factor.First of all, analysis of the harmonic current and low power factor, the harm that causes, improve the power factor an

8、d</p><p>　　Put forward a kind of three-phase step-down capacitor input multiple resonant power factor correction (PFC) circuit, and an analysis of multiple resonance principle of PFC, single variable model a

9、nalysis, deduced the circuit element voltage, current constraint relations, rendering the utility of PFC design curve.Simulation and experimental results show that: the method presented in this paper is correct, the soft

10、 switch technology effectively; overcome the resonant PFC presence switch peak curre</p><p>　　Key words：harmonic current Power factor Rectifier MATALAB</p><p><b>　　目 錄</b></p&

11、gt;<p><b>　　摘 要I</b></p><p>　　AbstractII</p><p><b>　　緒 論1</b></p><p>　　1 功率因數(shù)在電源變換系統(tǒng)中的意義2</p><p>　　1.1 功率因數(shù)在電源變換系統(tǒng)中的意義2</p>

12、<p>　　1.1.1 伺服電源系統(tǒng)之典型結構框圖2</p><p>　　1.1.2 低功率因數(shù)的幾種原因2</p><p>　　1.1.3 功率因數(shù)PF的完全定義3</p><p>　　1.2 提高功率因數(shù)的意義3</p><p>　　1.2.1 諧波電流的危害3</p><p>　　

13、1.2.2 實際成本的加大3</p><p>　　1.2.3 能量損耗增大3</p><p>　　1.3 改善功率因數(shù)4</p><p>　　1.3.1 功率因數(shù)校正的目標4</p><p>　　1.3.2 PFC的實現(xiàn)4</p><p>　　1.3.3 有源PFC之功能框圖4</p>

14、;<p>　　1.3.4 選擇合適的PFC拓撲電路4</p><p>　　2 電路結構及其控制原理的相量分析5</p><p>　　2.1 主電路結構5</p><p>　　2.1.1 高頻整流器主電路結構5</p><p>　　2.1.2 主電路原理等效電路6</p><p>　　2

15、.1.3 主電路向量分析8</p><p>　　3 控制方案的實現(xiàn)8</p><p>　　3.1 控制系統(tǒng)的框圖主電路結構8</p><p>　　3.1.1 控制系統(tǒng)框圖結構8</p><p>　　3.2 PFC升壓轉(zhuǎn)換器的結構10</p><p>　　3.2.1 電流型PFC電路的工作過程10&

16、lt;/p><p>　　3.2.2 電流型PFC電路的波形分析10</p><p>　　4 功率因數(shù)校正器的設計12</p><p>　　4.1 PFC(功率因數(shù)校正器) 的MATLAB設計12</p><p>　　4.1.1 PFC控制原理12</p><p>　　4.1.2 PFC的MATLAB設計舉

17、例12</p><p>　　4.2 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的設計13</p><p>　　4.2.1 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的原理分析13</p><p>　　4.2.2 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的參數(shù)分析13</p><p>　　4.3 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk))的設計14</p>

18、<p>　　4.3.1 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk))環(huán)節(jié)的原理分析14</p><p>　　4.3.2 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk))環(huán)節(jié)的參數(shù)分析14</p><p>　　4.4 電流環(huán)（Fcn(I)）的設計15</p><p>　　4.4.1 電流環(huán)（Fcn(I)）環(huán)節(jié)的原理分析15</p><p>　　4.4

19、.2 電流環(huán)（Fcn(I)）環(huán)節(jié)的參數(shù)15</p><p>　　5 PFC的SIMULINK仿真電路及波形16</p><p>　　5.1 SIMULINK仿真電路16</p><p>　　5.1.1 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的方框圖16</p><p>　　5.1.2 SIMULINK仿真電路建模16</p&

20、gt;<p>　　5.2 PFC(功率因數(shù)校正器)的仿真設計17</p><p>　　5.2.1 SIMULINK仿真電路設計指標17</p><p>　　5.2.2 SIMULINK仿真PFC電路框圖18</p><p>　　5.2.3 SIMULINK仿真升壓電路框圖18</p><p>　　5.2.4 S

21、IMULINK仿真補償電路框圖19</p><p>　　5.2.5 SIMULINK仿真結果19</p><p><b>　　結 論20</b></p><p><b>　　致 謝21</b></p><p><b>　　參考文獻22</b></p>

22、<p><b>　　緒 論</b></p><p>　　由近年來，隨著電子技術的發(fā)展，各種辦公自動化設備，家用電器，計算機被大量使用。這些設備的內(nèi)部都需要一個將市電轉(zhuǎn)化為直流的電源部分。在這個轉(zhuǎn)換過程中，由于一些非線形元件的存在，導致輸入電流電壓雖然是正弦的，但輸入的交流電流卻嚴重畸變，包含大量諧波。而諧波的存在，不但降低了輸入電路的功率因數(shù)，而且對公共電力系統(tǒng)產(chǎn)生污染，造成嚴重的

23、電路故障。正因為如此許多國家制定了相應的技術標準，用以限制諧波電流的含量。例如IEC 555-2﹑IEC 61000-3-2﹑EN 60555-2﹑GB/T 4549-1993等標準，規(guī)定了允許用電電氣設備產(chǎn)生的最大諧波電流。由此可見，由此可見消除諧波電流和提高功率因數(shù)有非常重要的意義。</p><p>　　另外，功率半導體制造技術、微電子技術、計算機技術及控制理論的不斷進步，帶來了電力電子技術在器件應用上和能量

24、變換應用上的日趨成熟，從而也引發(fā)了電源系統(tǒng)的歷史性革命，使得高頻開關電源取代傳統(tǒng)線形電源成為不可逆轉(zhuǎn)的趨勢，尤其是大型通訊基站、發(fā)電廠、變電所等應用場合，對大容量的直流電源系統(tǒng)的功率密度和系統(tǒng)的可靠性也提出了越來越高的要求。</p><p>　　我國通信業(yè)的迅速發(fā)展極大地推動了通信電源的發(fā)展，開關電源在通信系統(tǒng)中處于核心地位，并已成為現(xiàn)代通信供電系統(tǒng)的主流。傳統(tǒng)的可控硅相控穩(wěn)壓電源不僅體積龐大，重量笨重，而且輸出

25、紋波大，動態(tài)響應差，效率低，已不能滿足通信高頻開關電源以其效率高，體積小，重量輕等優(yōu)點已逐漸取代可控硅相控穩(wěn)壓電源。隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展，要求電源模塊實現(xiàn)小型化，因而需要不斷提高開關頻率和采用新的電路拓撲結構，這就對高頻開關電源技術提出了更高的要求。分析可知，輸入電流波形發(fā)生了嚴重的畸變，含有大量的諧波，雖然三相不可控整流電路的相移因子cosφ1近似為1，但畸變因子υ很低，使得總的功率因數(shù)PF=υcosφ1很低，一般為0.6—0.7

26、。而晶閘管相控整流電路的相移因子cosφ1比不可控整流時低，輸入電流畸變程度更大，功率因數(shù)PF值比不可控整流電路更低。因此，整流電路尤其是三相整流電路的功率因數(shù)的提高對治理電網(wǎng)的諧波提高供電電能質(zhì)量具有重要的意義。</p><p>　　1 功率因數(shù)在電源變換系統(tǒng)中的意義</p><p>　　1.1 功率因數(shù)在電源變換系統(tǒng)中的意義</p><p>　　1.1.1

27、 伺服電源系統(tǒng)之典型結構框圖</p><p>　　圖1 伺服電源系統(tǒng)的典型結構框圖</p><p>　　伺服電源系統(tǒng)主要由整流器，PFC變換器，DC-DC轉(zhuǎn)換器，輸出系統(tǒng)，數(shù)字控制器和光學耦合器等器件組成，其中，在眾多的AC/DC轉(zhuǎn)換器中，近年來出現(xiàn)的高頻整流器與傳統(tǒng)的不可控整流與相控整流相比，具有功率因數(shù)高，輸出電壓波紋小，電能可以雙向流動，動態(tài)響應好等優(yōu)點，而成為研究的熱點。</

28、p><p>　　1.1.2 低功率因數(shù)的幾種原因</p><p><b>　　情形一</b></p><p><b>　　有相移的正弦電流</b></p><p><b>　　情形二</b></p><p><b>　　無相移的非正弦電流<

29、/b></p><p><b>　　情形三</b></p><p><b>　　有相移的非正弦電流</b></p><p>　　圖2 低功率因數(shù)波形圖</p><p>　　如圖2所示，產(chǎn)生的電流分別為：有相移的正弦電流，無相移的非正弦電流，有相移的非正弦電流。</p><p

30、>　　1.1.3 功率因數(shù)PF的完全定義</p><p>　　PF表示為有功功率Pa與視在功率Ps之比：PF = Pa / Ps。</p><p>　?。?） 有功功率Pa：實際消耗電能。</p><p>　?。?） 無功功率Pr：未作功電能。</p><p>　?。?） 視在功率Ps：有功功率Pa與無功功率Pr的矢量和。</p

31、><p>　　即可知，PF = Pa / Ps= Pa / (Pr+ Pa)。</p><p>　　1.2 提高功率因數(shù)的意義</p><p>　　1.2.1 諧波電流的危害</p><p>　　諧波電流可能會引發(fā)器件的誤動作，干擾相鄰的電子電氣設備，導致變壓器和電機等相關設備出現(xiàn)過熱現(xiàn)象。</p><p>　　1.2

32、.2 實際成本的加大</p><p>　?。?） 雖然，電力公司只依據(jù)有功功率收費，但是低功率因數(shù)往往會導致用戶費用增大發(fā)電廠、電力傳輸和電力分配設備的容量更大。</p><p>　　（2） 電力傳輸，分配的損耗加大。</p><p>　　（3） 過熱，諧波電流沖擊導致設備壽命縮短</p><p>　　（4） 用戶端的設備，器件容量更大&l

33、t;/p><p>　　1.2.3 能量損耗增大</p><p>　　（1） 幾乎所有元器件皆消耗能量更大的等效電流與峰值電流</p><p>　?。?） 不做功器件也消耗能量無功能量返送至電網(wǎng)</p><p>　?。?） 電力傳輸與電力分配</p><p>　　1.3 改善功率因數(shù)</p><p&g

34、t;　　1.3.1 功率因數(shù)校正的目標</p><p>　　合格的功率因數(shù)校正器具備以下特征：</p><p>　?。?） 能調(diào)節(jié)輸入電流，并使相位和波形與輸入電壓保持一致，即：減小電流各諧波分量，改善THD，減小無功功率的往返，降低器件額定電流的標準</p><p>　　（2） 可調(diào)節(jié)輸出電壓</p><p>　?。?） 符合相關標準，法

35、規(guī)</p><p>　?。?） 降低運行成本</p><p><b>　　（5） 系統(tǒng)損耗低</b></p><p>　?。?） 視在功率的利用率高</p><p>　　1.3.2 PFC的實現(xiàn)</p><p>　?。?）無源PFC：主要由無源元件組成，分為電感續(xù)流型，電容倍壓型。</p&

36、gt;<p>　?。?）有源PFC：分為模擬有源PFC，數(shù)字有源PFC</p><p>　　由于，無源PFC存在適用于功率應用，通用性不高，體積大，重量大， PF改善性能有限等缺點，本次設計，選擇有源PFC電路結構來實現(xiàn)。</p><p>　　1.3.3 有源PFC之功能框圖</p><p>　　圖3 有源PFC結構圖</p><

37、;p>　　PFC所用關鍵元件有：功率開關管，電容，電感，二極管。</p><p>　　1.3.4 選擇合適的PFC拓撲電路</p><p>　　三相單開關型有源PFC電路是在二極管整流電路后接六種基本電力電子變換電路中的任一種（如Boost、Buck電路等）而構成，由于升壓型Boost電路具有獨特的優(yōu)點，采用升壓型PFC電路是一種總的趨勢，也是研究的重點，其它的電路應用較少。單開關

38、型電路只采用一個有源開關管，在電感電流連續(xù)模式（CCM）下要通過對一個開關的控制使三相電流均為正弦波且和電壓同相位是很困難的，因此該電路只能在DCM模式下才能實現(xiàn)PFC。</p><p>　　已知三相Boost型PFC主電路拓撲，工作原理是通過有源開關S的通斷，對每相的激磁電感L以及電容C進行充放電，控制輸入電流。對開關S進行PWM控制，即可使每一相的輸入電流波形近似為正弦波。由于輸入電流變化的斜率正比于對應時刻

39、的輸入電壓，因此輸入電流自動跟蹤輸入電壓，控制上采用開環(huán)即可實現(xiàn)PFC。</p><p>　　三種拓撲結構的比較如下表所示：</p><p>　　表1 PFC電路拓撲結構比較</p><p>　　2 電路結構及其控制原理的相量分析</p><p>　　2.1 主電路結構</p><p>　　高頻整流器的基本工作原理

40、是:通過控制整流橋臂上各開關管的導通與關斷，使電路的輸入電流近似為正弦，并且使其與愉入電壓同相位。</p><p>　　2.1.1 高頻整流器主電路結構</p><p>　　高頻整流器主電路結構如圖4所示。</p><p>　　圖4 高頻整流器主電路 </p><p>　　由圖4可以看出，其主電路結構與逆變器的主電路結構是相同的。本文僅就整

41、流方面進行分析研究。從整流橋的左側(cè)向右看a，b兩端應等效為一交流源uab。</p><p>　　2.1.2 主電路原理等效電路</p><p>　　高頻整流器主電路結構的等效原理圖如圖5所示。</p><p><b>　　圖5 等效原理圖</b></p><p>　　高頻整流器主電路結構的等效原理向量圖如圖6所示。&

42、lt;/p><p><b>　　圖6 相量關系圖</b></p><p>　　根據(jù)圖5中所示的各相量之間的關系可以得出，能夠滿足該直角三角關系即為整流器穩(wěn)態(tài)運行時功率因數(shù)為1的必要條件，設整流橋直流翰出電壓為Uo，調(diào)制信號的調(diào)制比為m，則由相量圖可得:</p><p>　　uabm * cosa = uam

43、 (1)</p><p>　　uabm = m * Uo (2)</p><p>　　由式 ( 1) ,(2)得:</p><p>　　m * cosa = uam / Uo (3)</p>&l

44、t;p>　　式( 3) 即 為整流橋穩(wěn)態(tài)抽出時功率因數(shù)為1的充分必要條件。在此式中，共有四個變量，因此，若想在穩(wěn)定輸出的前提下使功率因數(shù)等于1,就必須協(xié)調(diào)控制m和cosa。</p><p>　　為分析方便，首先假設電路中各元器件均為理想器件，輸入交流像為理想電源，輸入電流與抽入電壓同相。</p><p>　　設負載為R，直流翰出電壓和電流分別為Uo，Io,則根據(jù)輸人翰出功率平衡的原則

45、，電路的輸人功率Pi應該與輸出功率Po相等，即Pi=Po。</p><p><b>　　又因為:</b></p><p>　　Pi = ui * ilm / 2 (4)</p><p>　　Po = U o * I o

46、 (5)</p><p><b>　　所以，</b></p><p>　　ilm =2 Po / usm (6)</p><p>　　令k= tga，它與輸出電壓的平方成正比，而與負載和翰人電壓均值的平方分別成反比。圖6所示的相量圖可用圖7表示

47、。</p><p>　　圖7 m和a關系相量圖〔圖中各相量單位為usm.)</p><p>　　2.1.3 主電路向量分析</p><p>　　由相量圖可以看出，當輸入電壓穩(wěn)定且負載恒定時.如果輸出電壓發(fā)生波動。k將隨之變化，從而導致相量uabm的矢端在直線AC方向上移動。設uabm的矢端已移動到B點，因此，如果將k中的Uo強制為規(guī)定值.即k取為對應一定輸出功率的

48、固定值.相量uabm 的矢端從B點強行拉到C點，從而滿足了功率因數(shù)等于1時調(diào)制信號的相移條件。在此基礎上，只要適當調(diào)節(jié)調(diào)制比m就可以使抽出電壓</p><p><b>　　達到穩(wěn)定值。</b></p><p>　　設額定輸出時的調(diào)制比為me，實際檢測電壓和電流為Uce,Ice ,額定輸出電壓和電流為Uce , Ice則:</p><p>　　U

49、abm = m * Uoc = me * Uoe (7)</p><p>　　從上式可知，當k值固定后，調(diào)制比m與實際輸出電壓Uoc成反比。</p><p>　　根據(jù)前面的分析結果可以看出，在高頻整流器的相量三角形中，只要使其兩邊固定，則第三邊也將被迫為定長。因此，如果高頗整流器的輸入電壓為一定值時，只要使k的值固定，那么在功率因數(shù)等于1的前提下。

50、a,b兩端的電壓就等于固定值，式(1)一式(7)就是實現(xiàn)m和cosa的方程式。</p><p>　　為了實現(xiàn)功率因數(shù)及波形校正，輸入電感Li(a,b,c)必須選得足夠大，確保在一個開關周期內(nèi)電感電流保持不變；校正電容Ci(a,b,c)必須選得足夠小，并保證校正電容工作在電壓不連續(xù)工作方式下(DVM)，且根據(jù)負荷和電源的變化來控制開關頻率。在每一開關周期，校正電容電壓的充電速度與線電流成正比，盡管電容放電時并不是線

51、性的，但同電感輸入PFC比較，電容放電速度比電感去磁速度快、時間短，這使得三相電源電流更依賴電容電壓峰值。以A相分析為例，在基本假設條件下，由于開關頻率遠遠高于基波頻率，在一個開關周期內(nèi)，電感電流ia恒定不變。在開關S關斷期間，校正電容Cia在ia的作用下線性充電，電容Cia儲能。充電結束時，校正電容Cia上電壓峰值與電源電壓瞬時值成正比。一旦開關S觸發(fā)導通，校正電容儲存的能量轉(zhuǎn)移到諧振電感上。當電容電壓放電至零時，由整流二極管續(xù)流，電

52、感 Lr中的能量轉(zhuǎn)移給負載R。當開關電流is過零時，控制開關S關斷，校正電容Cia又由電流ia線性充電，直到開關S再次導通為止。整流器穩(wěn)態(tài)運行時，校正電容Cia上的電壓波形是高頻脈動的，但其包絡線是正弦的(圖2)。在任意半個基波周期內(nèi)，校正電容</p><p>　　3 控制方案的實現(xiàn)</p><p>　　3.1 控制系統(tǒng)的框圖主電路結構</p><p>　　控制

53、系統(tǒng)的核心可分為確定k值和確定二值兩部分。共有三個檢測量:翰人電壓、輸出電壓和輸出電流。因為正弦波由檢測電路所得，所以不需要專門的正弦波產(chǎn)生電路。</p><p>　　高頻整流器的基本工作原理是:通過控制整流橋臂上各開關管的導通與關斷，使電路的輸入電流近似為正弦，并且使其與愉入電壓同相位。</p><p>　　3.1.1 控制系統(tǒng)框圖結構</p><p>　　控制

54、系統(tǒng)的框圖如圖8所示：</p><p>　　圖8 控制系統(tǒng)的框圖</p><p>　　分析已知，k 值的確定需要四個量，利用k值和輸人電壓可得到相位后移90'的正弦波，此正弦波與輸人檢測電壓相減后，即得到幅值未調(diào)但相位確定的調(diào)制波。</p><p>　　輸出電壓與給定電壓通過PI調(diào)節(jié)器后，調(diào)節(jié)調(diào)制比m, k值與m值確定后?？刂齐娐份敵龅碾妷杭礊樗蠼o定調(diào)制波

55、，再經(jīng)過PWM電路和馭動電路就可以控制整流橋上各開關管，達到輸出電壓穩(wěn)定且功率因數(shù)為1的目的。因為對應某一固定抽出電壓，k具有一確定值，所以采用一個PI調(diào)節(jié)環(huán)來控制輸出電壓即可。</p><p>　　3.2 PFC升壓轉(zhuǎn)換器的結構</p><p>　　圖4 PFC升壓轉(zhuǎn)換器</p><p>　　在基本假設條件下，近似認為在一個開關周期內(nèi)電源電壓和電流i(a,b,c

56、)保持不變，并用等效電流源來代替。由對稱性原理知，對交流電源電壓為va>0,vb<vc<0的[90°,120°]區(qū)間的分析，可擴展到整個基波周期。高功率因數(shù)整流器穩(wěn)態(tài)工作時一個開關周期的理想波形，對其工作過程描述如下：　　工作方式1(t0<t<t1)　續(xù)流二極管V導通，其余二極管全部截止，開關S處于關斷狀態(tài)。校正電容Ci(a,b,c)在電源電流的作用下，分別與各相電流幅值成比例充電，電

57、容電壓線性上升；槽路電感Lr通過續(xù)流回路給負荷供電。在控制信號的作用下，開關S觸發(fā)導通，工作方式1結束。此時加在二極管V1,2上的電壓vac為正，迫使二極管V1,2正向?qū)?。　　工作方?(t1<t<t2)　二極管V1,2、V及開關S導通。由于vcb為負，V6不導通，B相電流繼續(xù)給電容Cib充電，電容Cib上的電壓繼續(xù)增加；電容Ci(a,c)與電感Lr構成諧振槽路(一)并產(chǎn)生諧振，直到電感Lr中的電流反向，續(xù)流二極管V截止

58、，進入工作方式3。由于S處于諧振槽路中，其中的電流按諧振電流規(guī)律變化，但其方向不同于電感電流iLr?！　」ぷ鞣?lt;/p><p>　　3.2.1 電流型PFC電路的工作過程</p><p>　　圖5 電流型PFC工作框圖</p><p>　　根據(jù)設計要求，對于給定的輸入峰值電壓、直流輸出電壓和負載電流，求出多諧振PFC的穩(wěn)態(tài)運行點、主電路各元件參數(shù)，從而提出相應

59、的設計方案。根據(jù)簡化模型的推導結果，可以計算開關元件承受斷態(tài)最高阻斷電壓、通態(tài)流過的最大電流、平均值電流和有效值電流，為電路元件的選擇提供依據(jù)。利用計算機輔助分析可知，當輸入輸出電壓轉(zhuǎn)換比Kv保持不變時，開關S承受的電壓應力在整個負載范圍內(nèi)幾乎保持不變；而且，當整流器輕載時，電壓轉(zhuǎn)換比Kv越大，開關S的電流峰值將有所減小。</p><p>　　3.2.2 電流型PFC電路的波形分析</p>&l

60、t;p>　　（1） 情形1：當占空比 = 50% </p><p><b>　　圖6 波形1</b></p><p>　?。?） 情形2：當占空比 ＞ 50%</p><p><b>　　圖7 波形2</b></p><p>　　多諧振PFC電路工作方式復雜，直接求解電路參數(shù)間的關系比較困

61、難。作者在三相電路分析的基礎上，采用時變的簡化分析模型，將三相電路簡化成單相模型來分析。當ωt=90°時，A相電壓達到正峰值Va，而B、C相電壓相等且皆為負(vb=vc=－Va/2)。此時電路元件承受的電壓、電流應力最大，電容Cia、Cib上的充放電速度完全相同，相當于并聯(lián)。輸入側(cè)的諧振槽路電容Ci(a,b,c)可用電容Ce來等效，且Ce等效于Cia、Cib并聯(lián)后再與Cia串聯(lián)。由于有大的濾波電感Lf存在，輸出濾波環(huán)節(jié)和負載可

62、等效成一電流源Io。 當ωt=90°時，電容Cib、Cic上的電壓相等。運用簡化模型對工作方式1、2、4～6進行了詳細的數(shù)學描述，根據(jù)上述對簡化模型的分析，利用計算機輔助分析，求出電路的穩(wěn)態(tài)解，可對電路參數(shù)元件提供依據(jù)。令Ce=3/2Cr，其中Cr=Ci(a,b,c)=Cv，II=Ia,VI=3/2Va,其中Ia、Va分別為A相電流、電壓的峰值，VI相當于一個開關周期內(nèi)電容Ce電壓的平均值。</p>&l

63、t;p>　　綜上所述的波形可以得出電流型PFC電路的優(yōu)點是：</p><p>　?。?）降低蓄能電容器的充放電電流降低蓄能電容器的容量</p><p>　?。?）交流側(cè)輸入電流更平滑得益于電感電流波動的相互抵消</p><p><b>　　（3）電感電感量小</b></p><p><b>　　（4）尺寸

64、小</b></p><p>　　4 功率因數(shù)校正器的設計</p><p>　　4.1 PFC(功率因數(shù)校正器) 的MATLAB設計</p><p>　　4.1.1 PFC控制原理</p><p>　　傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正器，主電路一般采用B00ST升壓電路，控制策略采用平均電流法控制。其基本控制思想為：檢測電路平均電流，使之跟

65、隨網(wǎng)壓，與網(wǎng)壓同波形、同相位從而實現(xiàn)輸入端功率因數(shù)近似為1。如圖9，F(xiàn)c n(qk)為網(wǎng)壓衰減環(huán)節(jié)，取得網(wǎng)壓信號作為電流的標準參考量的一部分；F c n(bk)為反饋電壓校正環(huán)節(jié)，以保持輸出電壓的穩(wěn)定；F cn(I)為電流校正環(huán)節(jié)，實現(xiàn)對電流的正弦化校正。</p><p>　　圖9 PFC控制原理框圖　　三相硬開關PFC有良好的功率因數(shù)及波形校正的效果，但是換流器存在開關應力大和開關損耗大等嚴重缺點，因而限制

66、了PFC性能的提高及實用效果。文獻[3]提出了電感輸入升壓式多諧振零電流開關的PFC電路，在等功率條件下，其開關元件的電流應力要比采用PWM控制方式小，使之更適合使用IGBT功率開關。但為了保證校正電感工作在電流不連續(xù)方式(DCM)，需要加裝特殊的EMI濾波器。又由于升壓式PFC的輸出電壓比輸入電壓高得多，使PFC電路的使用范圍受限。因此，提出了電容輸入降壓式準諧振零電流切換的PFC電路，實現(xiàn)了零電流開關，觖決了開關應力大的問題。但在這

67、種校正電路中，開關電流峰值比PWM方式PFC大得多，結果對同樣的負載，開關元件的導通損耗大，實際用時開關元件必須選大電流元件。</p><p>　　4.1.2 PFC的MATLAB設計舉例</p><p>　　這里，以設計一個3KW的有源功率因數(shù)校正器為例進行敘述。假設輸入電壓為2 2 0 V ac，輸出電壓為4 0 0 V dc．輸出電容為9 4 0 u F，儲能電感為1 m H?；?/p>

68、此，對 P F C控制部分進行MA T L A B仿真設計。對P FC控制電路的設即是合理地整定Fcn(qk)、Fcn(bk)及Fc n(i)三個環(huán)節(jié)的參數(shù)，以使電路獲得良好的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)響應性能。</p><p>　　網(wǎng)壓和輸出電壓分別經(jīng)前饋環(huán)節(jié)Fcn(qk)和反饋環(huán)節(jié)Fcn(bk)進入乘法器相乘后作為電流環(huán)的基準量。這樣為了確?；芈冯娏鞯恼也ㄐ危朔ㄆ鞯妮敵霰仨殲闃藴实恼也ㄐ?，所以Fcn(qk)、Fcn(b

69、k)要盡可能的衰減可能引起電流波形失真的各種諧波及相移因數(shù)。乘法器輸出幅決定著平均電流的大小，為了實現(xiàn)寬范圍輸入電壓下穩(wěn)恒的輸出電壓，必須使乘法器的輸出幅值與網(wǎng)壓成反比。</p><p>　　4.2 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的設計</p><p>　　4.2.1 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的原理分析</p><p>　　PFC電路在寬范圍輸入電壓下，輸

70、出電壓是穩(wěn)定的，由PFC控制理論知，網(wǎng)壓經(jīng)Fcn(qk)后的量必須與網(wǎng)壓成反比。同時，需要最大程度的衰減二次諧波對輸入電流失真的影響。對此，可以設計一個截止頻率很低的單極點濾波器來獲得平均輸入電壓，但是系統(tǒng)對輸入電壓的響應速度也有較高的要求。這里選擇</p><p>　　二階濾波器作為平衡折衷的一個選擇,并且，二階濾波器逐將導致二次諧波相移1 80度，從而使產(chǎn)生的三次諧波電流與輸入電流的相移量變得與電壓相同。&l

71、t;/p><p>　　4.2.2 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的參數(shù)分析</p><p>　　基于前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的工作原理，對該濾波環(huán)節(jié)作了試湊設計。對前饋環(huán)節(jié)的濾波環(huán)節(jié)設計，主要是確定兩個極點的位置。運用MATLAB自控設計工具箱，可方便地調(diào)整極點位置以獲得良好的衰減性能和快速響應。見圖10，二次諧波幾乎無法通過，并且系統(tǒng)也有良好的響應性能。經(jīng)多次試湊實驗，最后設定兩個開

72、環(huán)極點為：</p><p>　　p1 = -23.4 , p2 = -10.1 （8）</p><p>　　由傅立葉分解知前饋環(huán)節(jié)進入到乘法器是一個與闞壓成反比的正弦量。</p><p>　　圖10 濾波器對二次諧波弱衰減電流環(huán)波特圖曲線圖</p><p&

73、gt;　　4.3 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk))的設計</p><p>　　4.3.1 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk))環(huán)節(jié)的原理分析</p><p>　　功率輸出級的基本低頻模型是一個驅(qū)動電容器的電流源，形成一個積分器，它的增益特性是隨頻率每增加1 0倍而滾降20dB。由于電壓環(huán)的帶寬與開關頻率相比比較窄，所以電壓環(huán)設計主要考慮輸入畸變?yōu)樽钚?，而不是穩(wěn)定性。電壓環(huán)框圖可由圖11得出。&

74、lt;/p><p>　　圖11 電壓環(huán)框圖</p><p>　　4.3.2 電壓反饋環(huán)節(jié)(Fcn(bk))環(huán)節(jié)的參數(shù)分析</p><p>　　首先，電壓環(huán)的帶寬必須足夠窄，以衰減輸出電容上的二次諧波，保證輸入電流的調(diào)制比較小。其次，電壓環(huán)必須有足夠的稠移，使調(diào)制出來的信號能與輸入電壓保持同相，獲得較高的功率因數(shù)。</p><p>　　圖11

75、 輸出電壓二次諧波示意圖</p><p>　　假設PFC要求3％的THD，由PFC設計原理知，0．7 5％的THD分配給電壓環(huán)，所以電壓環(huán)輸出紋波電壓應限制在1．5％。基于此，確定二次諧波頻率處電壓環(huán)的增益，其設計原理類同于前饋電壓環(huán)的設計，最終得電壓環(huán)反饋環(huán)節(jié)如下：</p><p>　　Fcn(bk)=20/(0.0726s+1)

76、 （9）</p><p>　　4.4 電流環(huán)（Fcn(I)）的設計</p><p>　　4.4.1 電流環(huán)（Fcn(I)）環(huán)節(jié)的原理分析</p><p>　　對前饋電壓跟反饋電壓雙環(huán)進行補償后，經(jīng)乘法器產(chǎn)生了一個理想的參考電流波形。對電流環(huán)進行補償，提供一個接近開關頻率的平直增益。其中放大器的中低段的零點提供高增益，是平均電流型控

77、制能夠工作。接近開關頻率的放大器增益由匹配電感電流的下降率來決定。電流環(huán)框圖如圖12所示。</p><p>　　圖12 電流環(huán)框圖</p><p>　　在電感放電起始的一段時間里輸出電壓全部參與電感放電，而單開關電路中輸出電壓是被分成兩部分分別參與不同的電感放電的，這就使電感放電時間縮短，即縮短了電感電流平均值與輸入電壓瞬時值的非線性階段，可減小輸入電流的THD。在較小的輸出電壓下就可以

78、獲得比較小的THD。 </p><p>　　從上面的分析可知：為了減小網(wǎng)側(cè)輸入電流的畸變就要提高輸出電壓值，這就增大了開關管承受的電壓，也增加了后面DC/DC變換器的電壓耐量，也給Boost二極管的選擇帶來困難。</p><p>　　4.4.2 電流環(huán)（Fcn(I)）環(huán)節(jié)的參數(shù)</p><p>　　功率電路電流反饋信號的變化：</p><p&g

79、t;　　ΔVn=(Vo*Rs)/(L*f) （10）</p><p>　　其中，Rs為主電路檢測電阻。在開關頻率處(這里，開關頻率為40K)放大器的增益：</p><p>　　GcA=Vs/ΔVrs

80、 (11)</p><p>　　其中Vs為電流環(huán)輸出</p><p>　　采用PID調(diào)節(jié)器對電滾環(huán)進行補償如下：</p><p>　　Fcn(I)=（10s+27）/s （10）</p><p>　　由上所述，MATLAB的自控工具箱的可視化界面，可以

81、方便的調(diào)整零、極點位置，并能直觀地觀察出備環(huán)節(jié)的穩(wěn)態(tài)及暫態(tài)響應性能，便于實時調(diào)節(jié)設計。MATLAB為快速高效的設計滿足需要的PFC提供了極大的便利。</p><p>　　5 PFC的SIMULINK仿真電路及波形</p><p>　　5.1 SIMULINK仿真電路</p><p>　　5.1.1 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的方框圖</p>

82、<p>　　由前面的計算，前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的方框圖如圖13所示。</p><p>　　圖13 前饋電壓環(huán)節(jié)(Fcn(qk))的方框圖</p><p>　　5.1.2 SIMULINK仿真電路建模</p><p>　　SIMULINK仿真電路由三角波發(fā)生器由時鐘，采樣保持器，合成器及Fcn4構成，最后可以產(chǎn)生頻率為40k，幅值為2.5的三角

83、波。反饋電壓環(huán)節(jié)由常數(shù)電壓，加法器Add2,傳遞函數(shù)Fcn2構成。電流環(huán)節(jié)由傳遞函數(shù)構成，形成一個PI解調(diào)器。兩個飽和器saturation1和saturation2的加入，限制了電壓與電流環(huán)節(jié)輸出值的大小。輸入交流電壓波形檢測部分由正弦波發(fā)生器SineWave1,求絕對值器Abs1,及通用表達式Fcn1組成，模擬取得的電網(wǎng)電壓。</p><p>　　構建完仿真電路后，選擇合適的算法進行仿真，其中，解算選項為：變

84、補償，最大補償le-6</p><p><b>　　圖14 算法框圖</b></p><p>　　5.2 PFC(功率因數(shù)校正器)的仿真設計</p><p>　　5.2.1 SIMULINK仿真電路設計指標</p><p>　　表2 功率因數(shù)校正器的設計指標</p><p>　　5.2.2

85、 SIMULINK仿真PFC電路框圖</p><p>　　圖15 PFC系統(tǒng)模型</p><p>　　5.2.3 SIMULINK仿真升壓電路框圖</p><p>　　圖16 升壓電路模型</p><p>　　5.2.4 SIMULINK仿真補償電路框圖</p><p><b>　　圖17 補償器模

86、型</b></p><p>　　5.2.5 SIMULINK仿真結果</p><p>　　圖18 SIMULINK仿真結果</p><p>　　本次試驗用仿真軟件MATALAB7.0 進行原理仿真所得的結果如圖18，另外如圖19所示，從上至下依次為輸入電壓、輸入電流、電感兩端電壓和輸出電壓的波形。仿真參數(shù)為輸入電壓110V ;電感5mH;輸出電壓220

87、V;負載20Ω;調(diào)制比0.8040，由圖可以看出，采用上述控制策略，完全可以做到使輸入電流與箱入電壓同相。</p><p>　　按照上述設計參數(shù)，在開環(huán)控制下，開關頻率為50kHz，負載電阻為4.03Ω,占空比為0.55。從仿真結果(圖18)可以看出，整流器從電源吸取的電流幾近純正弦，且與電源電壓同相位。分析結果以及電壓、電流的相移關系，求得多諧振PFC的功率傳輸品質(zhì)因數(shù)[4]：QF=0.993，電流總諧波畸變率

88、THDi< 5％。開關S實現(xiàn)了零電流切換，減小了開關應力；開關元件不必附加專門的吸收回路，減少了開關損耗，提高了電路的變換效率?！　〔捎帽疚奶岢龅脑O計方法，研制了500W實驗。仿真波形與實驗波形有很好的一致性。采用諧波分析儀對電源電壓、電流波形進行分析，在實驗電源電壓波形質(zhì)量較差(THDv大于5％)的情況下，三相電源電流THDi小于5％，在諧波限制標準內(nèi)，相移小于5°。計算求得：QF=0.989。從實驗結果和理論分析不

89、難看到：電容輸入多諧振PFC的校正效果幾乎不受電源諧波電壓的影響。</p><p><b>　　結 論</b></p><p>　　PFC的控制電路為雙環(huán)耦合控制電路，參數(shù)需要反復調(diào)試，才能最后獲得好的效果。本文利用MATLAB的自控工具箱與信號處理箱快速高效地整定符合電路要求的PFC電路參數(shù)，極大的減少了實際電路調(diào)試的難度。</p><p>

90、;　　(1)由硬開關PFC改進的軟開關多諧振PFC電路結構簡單，控制、保護電路簡單可靠;只用一個功率開關，開關利用率高、費用低；只要保證校正電容工作在電壓不連續(xù)方式下，換流器具有純電阻負載特性。仿真及實驗結果表明，QF大于0.98，THDi小于5％，在諧波標準限制范圍內(nèi)，達到功率因數(shù)及波形校正的效果?！　?2)功率開關實現(xiàn)零電流關斷(ZCS)，整流二極管實現(xiàn)零電壓開通。多諧振PFC實現(xiàn)了軟開關，同時具有良好的動態(tài)特性和寬電壓調(diào)節(jié)范圍。

91、　　(3)多諧振PFC比準諧振PFC的直流輸出紋波更?。辉谙嗤β实那闆r下，開關峰值電流更低(約1/3～1/2)，使得對同樣的負載，開關元件上的導通損耗減小，較好地克服了準諧振PFC實用化存在的問題，因而更有實用價值。</p><p><b>　　致 謝</b></p><p>　　首先誠摯的感謝指導老師，本設計從選題、收集資料到完成，自始至終得到我的指導老師的悉心

92、指導，在此，我要衷心的感謝老師在論文進展過程中所給予的一切指導和幫助。論文研究工作的完成，不僅是在自己的努力下，同時也傾注了老師的心血與關懷。在此向老師致以衷心的感謝！同時我還要感謝大學四年傳授我知識的全體老師。是他們悉心的教導使我得以一窺電子領域的深奧，不時的討論并指點我正確的方向，使我在這些年中獲益匪淺。老師對學問的嚴謹更是我們學習的典范。后感謝同學的幫忙，恭喜我們順利走過這四年。</p><p>　　眾所周

93、知，但凡研究一個項目，都是要經(jīng)過層層的考驗和失敗的，這個PFC用三相高頻PWM波形仿真研究使我自己選擇的一個研究題目，因為，在學習電力電子的過程中，我特別喜歡研究諧波的波形變化，當時我就在考慮為什么整流出來的波形總是有一些諧波出現(xiàn)，這不僅是能量的重大損失，也是很大的安全隱患。</p><p>　　這一次的研究，讓我深深地體會到失敗乃是成功之母，每一次的計算參數(shù)，每一次的仿真波形，每一次的電路建模，每一次的電路調(diào)

94、整，都是需要很大的毅力和耐心完成的。不過，我不得不感謝我的導師，李自成老師，我每次遇到再小的困難，老師都會細心解答，并且，十分耐心地詢問我調(diào)試的結果，讓我一步步地完成，讓我客服心中的恐懼，我現(xiàn)在回想起來都有點后怕，這一個過程不僅僅是對我專業(yè)知識的一個考驗，也是對我個人內(nèi)心強大的鍛煉。</p><p>　　再次感謝我的導師，是他的悉心教導讓我順利完成此次課題研究，是他的耐心讓我一步步克服困難，我不僅對老師精湛的專業(yè)

95、素養(yǎng)表示敬佩，更是對老師平易近人的處世作風表示感謝，我也會一步步地強大自己地專業(yè)素質(zhì)，讓自己像老師一樣，做一個真正學以致用的研究者。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1] 王秋爽,曾昭龍.單片機開發(fā)基礎與經(jīng)典設計實例.北京:機械工業(yè)出版社, 2008.</p><p>　　[2] 余永權, 汪明慧, 黃英

96、.單片機在控制系統(tǒng)中的應用.北京:電子工業(yè)出版社, 2005.</p><p>　　[3] 求是科技編著.單片機典型模塊設計實例導航.北京:人民郵電出版社, 2004.</p><p>　　[4] 求是科技編著.單片機典型模塊設計實例導航.第二版.北京:人民郵電出版社, 2008.</p><p>　　[5] 王守中.51單片機開發(fā)入門與典型實例.北京:人民郵

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