開關(guān)電源環(huán)路中的tl431(四)

1、開關(guān)電源環(huán)路中的 開關(guān)電源環(huán)路中的 TL431作者：安森美半導(dǎo)體產(chǎn)品線應(yīng)用工程總監(jiān) Christophe Basso 來源:電子設(shè)計(jì)應(yīng)用 2009 年第 7 期 穩(wěn)定 穩(wěn)定 CCM 65W 反激式轉(zhuǎn)換器 反激式轉(zhuǎn)換器反激式轉(zhuǎn)換器在筆記本適配器市場(chǎng)很普及，這種轉(zhuǎn)換器工作在電流模式控制，使其非常適合于低成本且堅(jiān)固的結(jié)構(gòu)。這類轉(zhuǎn)換器的典型應(yīng)用如圖 1 所示。其中的控制器采用了 NCP1271，這一器件工作在固定頻率電流模式控制，包含眾多

2、的實(shí)用特性，如基于定時(shí)器的短路保護(hù)、 提供利于抑制電磁干擾(EMI)信號(hào)的頻率調(diào)制技術(shù)，以及工作在軟工作模式的跳周期功能，以滿足沒有可聽噪聲時(shí)的待機(jī)能耗要求。這些轉(zhuǎn)換器通常用于低電源輸入時(shí)工作在連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)以降低導(dǎo)電損耗，而在高電源輸入時(shí)自然轉(zhuǎn)換到非連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作。 在本文的案例中，假定硬件設(shè)計(jì)已經(jīng)完成，這表示已經(jīng)選擇好變壓器初級(jí)電感 Lp、 變壓器匝數(shù)比 N及剩余元件。TL431 單獨(dú)考慮，等待選擇補(bǔ)償元件。圖

3、1 采用 采用 NCP1271，包含頻率抖動(dòng)振蕩器的典型反激式轉(zhuǎn)換器 ，包含頻率抖動(dòng)振蕩器的典型反激式轉(zhuǎn)換器首先要做的事情是獲取電流模式反激轉(zhuǎn)換器的控制至輸出的傳遞函數(shù)，即所謂的開環(huán)受控體傳遞函數(shù)。有幾種方法來實(shí)現(xiàn)這個(gè)目標(biāo)：1. 解析出所考慮轉(zhuǎn)換器的小信號(hào)模式，并使用自動(dòng)化數(shù)學(xué)工具析取電源段響應(yīng)的幅度和相位。 CCM 電流模式轉(zhuǎn)換器的幅度等式相當(dāng)復(fù)雜，如等式(1)所示。 可看到等式中的不同極點(diǎn)/零點(diǎn)，以及位于開關(guān)頻率 fn 一半

4、頻率處、 受品質(zhì)系數(shù) Qp影響的 2 個(gè)次諧波極點(diǎn)。相位也要單獨(dú)計(jì)算，確保產(chǎn)生完整的波特圖。第二個(gè)條件等式上的負(fù)號(hào)顯示 fz2實(shí)際上是一個(gè)右半平面零點(diǎn)(RHPZ)。誠然，這些公式表示單獨(dú)計(jì)算所有項(xiàng)，且需要極仔細(xì)地計(jì)算最終結(jié)果及標(biāo)波特圖。此外，它們只適用于 CCM 模式。如果轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換至 DCM 模式，這些等式就需要進(jìn)行更新，拖長了本研究的時(shí)間。 如果理解如何得出這些結(jié)果的技術(shù)對(duì)于聲稱掌握開關(guān)電源環(huán)路控制的人是至關(guān)重要的，這些公式的實(shí)際應(yīng)

5、用就局限于輕松進(jìn)行數(shù)學(xué)分析的人。理解了內(nèi)部架構(gòu)，下面就來掌握交流仿真示意圖。圖 3 所示為電源段及基于 TL431 的補(bǔ)償器。針對(duì)電流模式控制選擇了專門的平均模型。 參考文獻(xiàn) 1 中詳細(xì)描述了這支電路。 它支持 CCM/DCM 工作條件，并在這兩種工作條件間自動(dòng)切換。 這個(gè)電路由于其專門架構(gòu)，能工作在直流、瞬態(tài)及交流，而在這些條件下都可精確預(yù)測(cè)次諧波振蕩。在除以 3 電路及其相關(guān)的 1V 鉗位組合至內(nèi)嵌式的等式中，將漂移鉗位至低于 1V

6、，同時(shí)將反饋電壓除以 3。這一等式對(duì)應(yīng)的電路如圖 3 所示，基于 B1 模擬行為模型電壓源，采用 INTUSOFT 的 IsSpice 語法。 如果采用 Cadence 的 PSpice 工具，等式如下E1 8 0 Value = { IF ( V(err/3)>1,1,V(err/3) ) }圖 3 的示意圖中反映了直流工作電平。 在任何仿真開始前，仿真器計(jì)算這些偏置點(diǎn)。 當(dāng)使用平均模型時(shí)，要檢查這些偏置點(diǎn)是否符合期望。 在本文

7、案例中，輸出電壓是 19V，計(jì)算出占空比為 56.2%，這看上去是對(duì)的。 0.33W 的感測(cè)電阻上的峰值電流設(shè)定點(diǎn)為 568mV，顯示峰值電流為 1.7A。既然平均模型給出正確的直流點(diǎn)，可期望 H(s)=Vout(s)/VFB(s)具有正確的交流響應(yīng)，其中VFB(s)表示控制器反饋引腳上的電壓。標(biāo)圖如圖 4 所示，顯示了一半開關(guān)頻率時(shí)的次諧波峰值。圖 4 電源段交流響應(yīng)顯示一半開關(guān)頻率時(shí)次諧波達(dá)到峰值，暗示要注入外部斜坡來抑制這

8、些次諧波極 電源段交流響應(yīng)顯示一半開關(guān)頻率時(shí)次諧波達(dá)到峰值，暗示要注入外部斜坡來抑制這些次諧波極點(diǎn)。 點(diǎn)。這一次諧波尖峰能注入諧波補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)快速抑制。 最快的方式是計(jì)算初級(jí)電感的衰減斜坡，將其 50%注入模型，并最終注入控制器中。完整公式如下所示，其中涉及到輸出電壓 Vout、初級(jí)電感 Lp、輸出二極管正向壓降 Vf、感測(cè)電阻 Rsense及變壓器匝數(shù)比 N：在 1kHz 帶寬時(shí)補(bǔ)償轉(zhuǎn)換器 帶寬時(shí)補(bǔ)償轉(zhuǎn)換器在圖 4 中可以看到 1kHz

9、帶寬時(shí)-10.4dB 的衰減。 因此，必須定制補(bǔ)償器傳遞函數(shù) G(s)，在 1kHz 時(shí)提供+10.4dB 的增益。然后，必須提供某種程度的相位提升，從而在環(huán)路關(guān)閉時(shí)提供足夠的相位余量。相位余量的選擇取決于眾多標(biāo)準(zhǔn)，其中包括恢復(fù)時(shí)間及元件差量。 為確保相位余量不低于 45?的限制，可爭(zhēng)取 60?的相位余量。 為獲得這種程度的余量，需要放置極點(diǎn)和零點(diǎn)，使補(bǔ)償器在接近 1kHz 的區(qū)域提升相位。需要提供多少的相位提升才能達(dá)到 60?的相位余

10、量？參考文獻(xiàn) 1 提供了一個(gè)簡(jiǎn)單的公式，累加補(bǔ)償環(huán)路中出現(xiàn)的相位旋轉(zhuǎn)，并計(jì)算超出-360?限制外所需要的相位提升：在受控體傳遞函數(shù) H(s)中，可看到輸出電容等效串聯(lián)電阻(ESR)的影響，ESR 可抵制低頻極點(diǎn)并改善相位。為迫使增益沿著頻率軸的前進(jìn)而下降，通常需要在恰好出現(xiàn) ESR 零點(diǎn)的位置放置一個(gè)極點(diǎn)：有了一個(gè)位于 1.2kHz 帶寬的極點(diǎn)，實(shí)際上還要在這個(gè)帶寬放置零點(diǎn)以獲得 24?的相位提升。極點(diǎn)與零點(diǎn)相隔得越近，獲得的相位提升就