耦合式帶通射頻濾波器設計畢業(yè)論文

1、<p><b>　　本科畢業(yè)設計</b></p><p><b>　　（2011屆）</b></p><p><b>　　摘 要</b></p><p>　　隨著民商用無線通信的迅猛發(fā)展，射頻微波電路受到越來越多的重視和發(fā)展。而射頻耦合帶通濾波器作為微波器件的一種也得到了大力的發(fā)展，尤

2、其是在接收機前端，帶通濾波器性能的優(yōu)劣直接影響到整個接收機性能的好壞。因此，發(fā)展高性能，研究小型化的微波濾波器是當前非常受關注的議題。本設計制作的濾波器就是在這樣的背景下應運而生，其制作過程簡單明了，其結構小巧便攜。本設計中心頻率在2GHz左右，正是民商用S波段，具有很高實用價值。</p><p>　　在本次設計的射頻耦合微帶帶通濾波器中，首先，由要求的指標確定濾波器階數，通過經典濾波器理論查表確定相應低通原型濾

3、波器g參數，算出對應奇偶模阻抗，再確定使用的板材參數，就能描繪出該濾波器大致雛形；然后，借助商用射頻微波EDA工具ADS2009對原理圖進行優(yōu)化仿真，達到指標要求，并留有一定裕量后，導出版圖，再對其進行EM仿真，對比原理圖和版圖仿真結果的差異，給出具體的調試解決方案，如改變帶線尺寸、更換板材等，直至達到要求指標。經過反復優(yōu)化，當版圖EM仿真達到設計指標，且留有一定裕量，就可把導出的版圖進行實物PCB設計。</p><

4、p>　　最終射頻耦合微帶帶通濾波器的設計測試結果為：相對帶寬10%左右，在通帶2-2.2GHz內大于-1dB，小于-20dB，在帶外1.2-1.6GHz和2.6-3GHz內小于-40dB，趨于0dB，因而該濾波器具有帶內耗損小，功率利用率高，頻率選擇性好，有工程應用價值。且測試與仿真結果一致從而證實了設計理論的正確性。</p><p>　　關鍵詞：射頻；帶通濾波器；平行耦合微帶線；ADS軟件</p&g

5、t;<p><b>　　ABSTRACT</b></p><p>　　With the rapid development of commercial wireless communications, RF and microwave circuits gets more and more attention and development.The RF coupling ba

6、ndpass filter has a strong development as one of microwave devices, especially in the receiver front-end, bandpass filter's performance will directly affect the entire receiver's performance is good or bad.Theref

7、ore, the development of high performance, miniaturization of microwave filters are very popular with the current issues of concern. T</p><p>　　In this design, to determine the filter order by the required in

8、dicator, through the classical theory and look-up table to determine the appropriate low-pass prototype filter g parameters, calculate the even and odd mode impedance, and then be sure of the sheet parameter, we can depi

9、ct the general shape of the filter, and then with now widely used in RF and microwave EDA tools ADS2009 for schematic optimized for simulation of the target requirements and leave some margin, export the layout, the<

10、/p><p>　　The final result is achieving a 10% relative bandwidth filter, in the passband 2-2.2GHz, is greater than-1dB, is less than-20dB, in the outside band 1.2-1.6GHz and 2.6-3GHz, is less than-40dB, is ten

11、ds to 0dB, so it proves that the filter has the practical value of industrial engineering. And the test results are consistent with the simulation, which verifies the correctness of the design theory.</p><p>

12、;　　Key words：RF；Bandpass filter；Parallel coupled microstrip；ADS</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　1 引言1</b></p><p>　　2 濾波器網絡理論概述2</p><p>　　

13、2.1 濾波器網絡基本理論2</p><p>　　2.2 S參量的定義和應用及Smith圓圖2</p><p>　　2.3 散射參量的物理意義4</p><p>　　2.4 S參量的測量5</p><p>　　3 微帶線基礎理論6</p><p>　　3.1 微帶線基本特性6</p>

14、<p>　　3.2 微帶線損耗6</p><p>　　3.3 耦合微帶線7</p><p>　　3.4 微帶諧振原理9</p><p>　　3.5 微帶線匹配原理簡介10</p><p>　　4 帶通濾波器的設計原理12</p><p>　　4.1 歸一化低通原型濾波器12<

15、/p><p>　　4.2 契比雪夫帶通濾波器14</p><p>　　4.3 平行耦合帶通濾波器16</p><p>　　5 硬件電路的設計與制作17</p><p>　　5.1 平行耦合帶通濾波器設計流程概述17</p><p>　　5.2 平行耦合帶通濾波器設計結構18</p><

16、;p>　　5.3 平行耦合帶通濾波器設計指標19</p><p>　　5.4 平行耦合帶通濾波器各參數尺寸理論計算19</p><p>　　5.5 平行耦合帶通濾波器原理圖仿真22</p><p>　　5.6 平行耦合帶通濾波器版圖E-M仿真25</p><p>　　6 實物的測量與調試29</p>&

17、lt;p>　　6.1 平行耦合帶通濾波器調試29</p><p>　　6.2 平行耦合帶通濾波器的測試29</p><p>　　6.2.1 測試步驟29</p><p>　　6.2.2 測試結果分析32</p><p><b>　　7 結論33</b></p><p>&

18、lt;b>　　致謝34</b></p><p><b>　　參考文獻35</b></p><p><b>　　1 引言</b></p><p>　　在科技高速發(fā)展的最近幾年來，隨著民用商用無線通信的迅猛發(fā)展，射頻微波電路越來越得到重視和發(fā)展。而微波帶通濾波器作為微波器件的一種也得到了大力的發(fā)展，尤其

19、是在通信系統(tǒng)的接收機前端，帶通濾波器性能的優(yōu)劣直接影響到整個接收機性能的好壞。因此，發(fā)展高性能，研究小型化的微波濾波器是當前非常受關注的課題。同時由于在通迅、雷達、微波等部門，多頻率工作越來越普遍，對分隔頻率的要求也相應地提高，所以需用大量的濾波器[2]。</p><p>　　微波濾波器作為濾波器的一種，在移動通信中有著廣泛的應用。在射頻端有源電路中輸入輸出各級之間普遍存在，各濾波器都有不同的功能和特性要求。濾波

20、器在各種系統(tǒng)中的各位置都起著舉足輕重的作用。</p><p>　　帶通濾波器(BPF)是濾波器中使用最多、最重要也是較難設計的一種濾波器。作為一種體積小、重量輕和可靠性高的微波集成電路(MIC)電路單元，微帶帶通濾波器在電子系統(tǒng)尤其是通信領域被廣泛使用。隨著微波技術的發(fā)展，微帶濾波器的種類日益增多。它們性能各異，設計方法也有所不同。</p><p>　　現(xiàn)在射頻微波電路的高度集成，尤其是單

21、片微波集成芯片(MMIC)的發(fā)展，使得用微帶線來實現(xiàn)高頻信號在電路板上傳輸成為普遍。從而具有分布參數的微帶線電路在射頻微波領域中得到廣泛的應用。利用微帶線來實現(xiàn)各種模塊功能的技術越來越得到發(fā)展和成熟。</p><p>　　其中微帶線帶通濾波器品種繁多，性能各異，是一種在射頻微波通信電路中被廣泛研究的濾波器類型。因此，鑒于分布參數的微帶線濾波器的重要性，本設計將在對微帶線濾波器進行理論分析的基礎上，利用仿真軟件AD

22、S對由微帶線、耦合微帶線所構成的微帶線濾波器進行研究并設計。本設計首先介紹了微波濾波器的發(fā)展歷史以及微波仿真軟件ADS。然后分析了微帶濾波器的二端口網絡理論以及微帶線的傳輸特性。再對構成濾波器的基本原理以及低通到帶通的轉換、構成濾波器的傳輸線結構等方面的內容進行了闡述。最后該設計基于仿真軟件ADS和推導公式的基礎上，介紹了微帶線濾波器的設計方法，并相應設計了端口耦合帶通濾波器，同時借助ADS軟件對所設計的微帶線濾波器進行了仿真和優(yōu)化，最

23、終得到比較理想的微帶線帶通濾波器。</p><p>　　2 濾波器網絡理論概述</p><p>　　2.1 濾波器網絡基本理論</p><p>　　濾波器是一種二端口網絡，它具有選擇頻率的特性，即可以讓某些頻率順利通過，而對其它頻率加以阻攔。</p><p>　　在微波工程的許多領域中，濾波網絡是濾波器的基本構造單元，在微波許多系統(tǒng)和設備

24、中，網絡被用作選擇或分離不同頻段的信號。雖然，實現(xiàn)微波濾波器的物理尺寸是不斷變化的，但其電路的網絡拓撲結構常常是固定的。濾波器常?？梢钥闯墒且环N二端口網絡。微波網絡是研究微波元器件的一種方法，其目的是根據微波元件的結構，求得反向等效電路，推導它的工作特性。這就是微波網絡的分析。另一是根據微波元件的工作特性，綜合出它的等效電路，最后用微波結構來實現(xiàn)它。這就是微波網絡的綜合。微波網絡的分析和綜合是現(xiàn)在從事微波工程技術人員所必須掌握的基本方法

25、[9]。</p><p>　　2.2 S參量的定義和應用及Smith圓圖</p><p>　　在大多數涉及射頻微波系統(tǒng)的技術資料和電路設計中，經常用到散射參數，因為實際射頻系統(tǒng)的特性已不能再采用終端開路、短路的測量方法，頻率達到50OMHz以上后導線本身就存在電感，而且電感在高頻下非常大，此外開路情況下在終端也會形成負載電容。無論哪種情況，用于確定Z參量、Y參量、H參量以及ABCD參量所

26、必需的開路、短路條件都不再能夠嚴格成立。另外，當涉及電波傳播現(xiàn)象時也不希望反射系數的模等于1。例如，終端的不連續(xù)性將導致有害的電壓、電流波的反射，并產生可能造成器件損壞的振蕩。但是利用S參數，射頻電路設計者可以在避開不現(xiàn)實的終端條件以及避免造成待測器件損壞的前提下，用兩端口網絡的分析方法來確定幾乎所有射頻器件的特征。</p><p>　　簡單的說，S參量表達的是電壓波，它使我們可以用入射電壓波和反射電壓波的方式定

27、義網絡的輸入和輸出關系。根據。根據圖2-1可以歸一化入射電壓波和歸一化反射電壓波如下:</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p><b>　　（2-2）</b></p><p>　　其下標n為端口編號1或2，為簡化問題，連接在網絡輸入、輸出端口的傳輸線特性阻抗都為[1]。</p><

28、;p>　　圖2-1雙端口網絡[1]</p><p>　　變換式（2-1）與（2-2），可得到電壓、電流關系如下：</p><p><b>　?。?-3）</b></p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　因為微波系統(tǒng)中無法實現(xiàn)真正的恒壓源和恒流源，所以電壓和電流在微波

29、頻率下失去明確的物理意義。另外，這三種網絡參數的測量不是要求端口開路就是要求端口短路，這在微波頻率下：</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p><b>　　或簡寫為；</b></p><p>　　式中，稱為雙端口網絡的散射矩陣，簡稱[S]矩陣，它的各參數意義分別如下：</p><

30、p>　??；表示端口2匹配時，端口1的反射系數。</p><p>　?。槐硎径丝?匹配時，端口2的反射系數。</p><p>　??；表示端口1匹配時，端口2到端口1的反向傳輸系數。</p><p>　　；表示端口2匹配時，端口1到端口2的正向傳輸系數。</p><p>　　可見，[S]矩陣的各參數是建立在端口接匹配負載基礎上的反射系數或傳

31、輸系數。這樣利用網絡輸入輸出端口的參考面上接匹配負載即可測得散射矩陣的各個參量[2]。</p><p><b>　　對于互易網絡：=；</b></p><p><b>　　對于對稱網絡：=；</b></p><p><b>　　對于無耗網絡：；</b></p><p>　　其中

32、，是[S]的轉置共軛矩陣，[I]為單位矩陣。</p><p>　　另外，工程上經常用的回波損耗和插入損耗與[S]參數的關系可表達為：</p><p><b>　?。?-6）</b></p><p><b>　　（2-7）</b></p><p>　　在此也必須提一下Smith圓圖，因其廣泛實際的應用

33、。</p><p>　　史密斯圖(Smith chart)是一款用于電機與電子工程學的圖表，主要用于傳輸線的阻抗匹配上。在復平面上采用雙線性變換.實部 r=常數和虛部 x＝常數，兩族正交直線變化為正交圓并與反射系數|G|=常數和虛部x＝常數套用而成。</p><p>　　該圖表是由菲利普·史密斯(Phillip Smith)于1939年發(fā)明的，當時他在美國的RCA公司工作。史密斯

34、也許不是圖表的第一位發(fā)明者，一位名為Kurakawa的日本工程師聲稱早于其一年發(fā)明了這種圖表。史密斯曾說過，“在我能夠使用計算尺的時候，我對以圖表方式來表達數學上的關聯(lián)很有興趣?！?lt;/p><p>　　當中的Γ代表其線路的反射系數(reflection coefficient)，即S-parameter里的，是歸一負載值，是電路的負載值是傳輸線的特性阻抗值，通常會使用50Ω。圖表中的圓形線代表電阻抗力的實數值，即

35、電阻值，中間的橫線與向上和向下散出的線則代表電阻抗力的虛數值，即由電容或電感在高頻下所產生的阻力，當中向上的是正數，向下的是負數。圖表最中間的點(1+j0)代表一個已匹配(matched)的電阻數值()，同時其反射系數的值會是零。圖表的邊緣代表其反射系數的長度是1，即100%反射。在圖邊的數字代表反射系數的角度(0-180度)和波長(由零至半個波長)。有一些圖表是以導納值(admittance)來表示，把上述的阻抗值版本旋轉180度即可

36、。</p><p>　　自從有了計算機后，此種圖表的使用率隨之而下，但仍常用來表示特定的資料。對于就讀電磁學及微波電子學的學生來說，在解決課本問題仍然很實用，因此史密斯圖至今仍是重要的教學用具。</p><p>　　在學術論文里，量度儀器的結果也常會以史密斯圖來表示。</p><p>　　2.3 散射參量的物理意義</p><p>　　要確

37、定S參量只能在輸入、輸出端口完全匹配的條件下才能確定。也就是說，當要測量和時，就要先確保輸出端口特性阻抗為的傳輸線處于匹配狀態(tài)，即形成的情況[2]。電路如圖2-2所示:</p><p>　　圖2-2測量S參數電路圖</p><p>　　在圖2-2中，使2端口負載與傳輸線特性阻抗匹配。采用這種測試系統(tǒng)就可以通過求解輸入反射系數來計算：</p><p><b>

38、;　?。?-8）</b></p><p>　　然后令2端口有適當的終端條件，可知：</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p>　　由于，可以令2端口的正向電壓波和正向電流波為零。用信號源電壓與信號源內阻上的電壓降之差替代可得:</p><p><b>　?。?-10）</

39、b></p><p>　　由此可見，2端口的電壓與信號源電壓有直接關系，可以表示網絡的正向電壓增益。</p><p>　　2.4 S參量的測量</p><p>　　對于互易雙端口網絡，，故只要測量求得、和三個量就可以了。要確定S參量只能在輸入、輸出端口完全匹配的條件下才能確定。也就是說，當要測量、和時，就要先確保輸出端口特性阻抗為的傳輸線處于匹配狀態(tài)，即形成

40、的情況[2]。</p><p>　　兩端口網絡S參量的測量需要涉及行波在兩個端口的反射和傳輸。最常用的方法之一是采用矢量網絡分析儀。測量時，一般由3個通道，R通道用于測量入射波，同時也作為參考端口。A通道和B通道用于測量反射波和傳輸波。即和的數值可以分別通過計算和的比值得到。若要測量時，只要將待測網絡即本文中濾波器網絡反過來連接就可。</p><p>　　3 微帶線基礎理論</p&

41、gt;<p>　　微帶線是由沉積在介質基片上的金屬導體帶和接地板構成的一個特殊傳輸系統(tǒng)。微帶線是微波集成電路(MIC)中使用最多的一種傳輸線，隨著MIC的日益的進步，微帶電路在微波中的地位也越來顯著。微帶線可印制在很薄的介質基片上(可以薄到lmm以下)，故其橫截面尺寸比波導、同軸線要小得多。其縱向尺寸雖和工作波長可以比擬，也可以方便地解決匹配問題。當設計時采用高介電常數的介質基片，還可使線上的波長比自由空間波長小了幾倍，同

42、時整個微帶元件共用接地板，只須由導體帶條構成電路圖形，使整個電路的結構大為緊湊。由于上述原因，微帶電路較好地解決了小型化問題，與波導、同軸線元件相比，大大地減小了體積、重量，因而使電路的結構和工藝大為簡化。</p><p>　　基本微帶線的立體結構圖：</p><p>　　圖3-1基本微帶線結構圖</p><p>　　3.1 微帶線基本特性</p>

43、<p>　　由于微帶線是由平行雙線演變而來，但因導體之間夾入了介質基片，使情況復雜化。用電磁場原理可以證明:這時微帶線傳輸的電磁波不是純粹的橫電磁波，而會含有各種雜型波。但如果盡量縮小微帶橫截面尺寸，即帶條寬度W和基片高度h均遠小于其中工作波長，為基片材料對真空的有效介電常數，我們可以近似地看成為TEM波[11]。</p><p>　　3.2 微帶線損耗</p><p>　　損

44、耗是傳輸線的重要參量之一。微帶線與波導和同軸線相比傳輸線上的損耗要大得多，在構成微帶電路元件時，其影響必須予以重視[11]。下面介紹一下微帶線的損耗分成三部分:</p><p>　　(1)介質損耗，當電場通過介質時，由于介質分子交替極化和晶格來回碰撞，而產生的熱損耗。為了減小這部分損耗，應選擇性能優(yōu)良的介質如氧化鋁瓷、藍寶石、石英等，作為基片材料。</p><p>　　(2)導體損耗，微帶

45、線的導體帶條和接地板均具有有限的電導率，電流通過時必然引起熱損耗。在高頻情況下，趨膚效應減小了微帶導體的有效截面積，更增大了這部分損耗。由于微帶線橫截面尺寸遠小波導和同軸線，導體損耗也較大，這也是微帶線損耗的主要部分。</p><p>　　(3)輻射損耗，由微帶線場結構的半開放性所引起。減小線的橫截面尺寸時，這部分損耗即很小，而只在微帶線的不均勻點才比較顯著。為避免輻射，減小衰減，并防止對其它電路的影響，一般的微

46、帶電路均裝在金屬屏蔽盒中。</p><p>　　3.3 耦合微帶線</p><p>　　微波集成電路中，在標準微帶中再加一帶條就構成耦合微帶。耦合微帶線除了用它們來構成振蕩回路，定向耦合器，移相器，阻抗變換器以及平衡不平衡變換器等基本元件外，微帶型濾波器更是利用其特性來構成不同結構的各種種類的濾波器[2，11]。</p><p>　　耦合微帶線的橫截面如圖3-2所

47、示：</p><p>　　圖3-2耦合微帶線橫截面[11]</p><p>　　耦合微帶線的俯視圖及相關尺寸如圖3-3所示：</p><p>　　圖3-3耦合微帶線俯視圖</p><p>　　與標準微帶一樣，由于耦合微帶中的介質是有基片和空氣的混合介質，故耦合微帶中不存在純的TEM波，但因其縱向分量很小，可以看成是準TEM波，即耦合微帶的傳輸

48、波的主模是準TEM波。</p><p>　　分析耦合微帶線的主模傳輸特性，常把任意激勵的耦合微帶線分成兩種對稱激勵方式來計算，一種是用等幅同相電壓Ve激勵，稱為偶模激勵;另一種是用等幅反相電壓Vo激勵，稱為奇模激勵。所以耦合微帶線的任何一種激勵就可以由這兩種激勵疊加而得。奇、偶模激勵時，耦合微帶中的電、磁場分布如圖3-4所示。偶模激勵時，中心對稱面上只有垂直分量、電場切線分量，因而中心對稱面為磁壁;奇模激勵時，中

49、心對稱面上只有電場垂直分量、磁場切線分量，因而中心對稱面為電壁。由于場分布不同，故奇、偶模的參量也不同[2，11]。</p><p>　　圖3-4耦合微帶線奇偶模磁電場分布</p><p>　　仿標準微帶，引入奇、偶模有效介電常數：</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p><b>　?。?/p>

50、3-2）</b></p><p>　　式中的和分別為奇、偶模介質填充系數。于是耦合微帶的奇、偶模特性阻抗為：</p><p><b>　?。?-3）</b></p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　上式中，和分別為空氣耦合微帶的奇、偶模特性阻抗。和分別代表耦合

51、微帶(介質基片相對介電常數)的奇、偶模單位長度分布電容。</p><p>　　關于耦合微帶的奇偶模特性阻抗的精確求解的方法很多，這里就不詳細的一一介紹了。其實我們可以從圖容易看出，實際設計中直接涉及的參量是，他們均是耦合微帶幾何尺寸w、S、h和t的函數。在給出不同基片(即不同參數)的耦合微帶以及在一定的耦合縫隙S時，特性阻抗與W/h存在著一一對應關系。利用這層關系，根據不同的參數，就可以繪制出不同的特性曲線，進而

52、可求得我們所設計微帶條尺寸W和S。其實例可由如下圖3-5所示，每一個微帶尺寸就相應對著一對奇偶模阻抗。</p><p>　　圖3-5耦合微帶線奇偶模特性阻抗[11]</p><p>　　3.4 微帶諧振原理</p><p>　　微帶傳輸線諧振器是由一段開路或短路微帶線構成，其電路如下圖3-6所示。</p><p>　　圖3-6微帶線傳輸線及

53、負載連接結構</p><p>　　計算傳輸線上某點的反射系數公式為:</p><p><b>　?。?-5）</b></p><p>　　上式中，和分別是我們研究傳輸線上的反射波電壓和入射波電壓。指數項表示經傳輸一段距離后在相位上引起的滯后，是終端負載。顯然在終端即時，當滿足或者，則有，此時電磁波在開路端或短路端上全反射，在微帶線上形成駐波，從

54、而發(fā)生諧振。理想的微帶線諧振器如下圖3-7所示，圖3-7（a）是終端短路式，圖3-7（b）是終端開路式。兩者互為對偶，所以我們可以只討論其中的一種，按照對偶定理另一種即可推得[1]。</p><p>　　圖3-7微帶諧振電路</p><p>　　由上圖可知，隨著微帶線諧振長度的不同，輸入阻抗的特性就不一樣，在此有兩種極端情況：</p><p>　　(1)當 (n=1

55、,2,3……)時，則輸入阻抗變?yōu)?lt;/p><p><b>　?。?-6）</b></p><p>　　在該諧振器電路中，一般為半波長活四分之一波長，且微帶線本身的衰減常數也很小，所以我們可以近似看成,故此時的輸入阻抗，形成串聯(lián)諧振。</p><p>　　(2)當 (n=1,2,3……)時，則輸入阻抗變?yōu)?lt;/p><p>

56、<b>　?。?-7）</b></p><p>　　同理可得到，故此時的輸入阻抗，形成并聯(lián)諧振[1]。</p><p>　　3.5 微帶線匹配原理簡介</p><p>　　廣義上的阻抗匹配當負載阻抗和信號源阻抗共軛，即實現(xiàn)功率的最大傳輸時滿足式子：</p><p>　　=

57、 （3-8）</p><p>　　在射頻微波電路中通常使用發(fā)射系數描述阻抗，用波的概念來描述信號大小。一般情況下，負載與信號源是不匹配的，需要增加一個雙端口網絡，與負載組合起來形成一個等效負載。如下圖3-8所示，入射波為，反射波為，等效的反射系數為:</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p>　　信號發(fā)生器發(fā)出的波幅為

58、，即第一個入射波為，的反射波為,那么的反射波為，依次類推，朝著信號發(fā)生器方向的反射波總和為:</p><p><b>　?。?-10）</b></p><p>　　圖3-8信號源端口的反射波</p><p>　　所以可得負載功率的公式為：</p><p><b>　　（3-11）</b></p

59、><p>　　所以，就是阻抗共軛匹配的一種等效方法，在射頻微波電路中經常會用到[1]。</p><p>　　4 帶通濾波器的設計原理</p><p>　　4.1 歸一化低通原型濾波器</p><p>　　集總元件低通原型濾波器是用現(xiàn)代網絡綜合法設計微波濾波器的基礎，各種低通、高通、帶通、帶阻微波濾波器，其傳輸特性大都是根據此原型特性推導出來的

60、。正因如此才使微波濾波器的設計得以簡化，精度得以提高[4,5,8]。</p><p>　　首先我們先看低通原型濾波器的頻率-衰減特性，如下圖4-1所示：</p><p>　　圖4-1低通原型濾波器的頻率-衰減特性[4]</p><p>　　圖中橫坐標以分貝為單位，為衰減度，，為通帶內最大衰減度。為歸一化截止頻率，當歸一化頻率大于時為阻帶反之為通帶。</p>

61、;<p>　　圖4-2（a）低通原型濾波器[4]</p><p>　　圖4-2（b）低通原型濾波器[4]</p><p>　　低通原型濾波器梯形電路結構如圖4-2所示。上圖兩者都可以用作低通原型濾波器，其響應相同。由于該電路是可逆的，故既可以把左邊的電阻看成信號源內阻，也可以把右邊的電阻看成信號源的內阻。圖中各元件的物理意義如下:</p><p>　　

62、為串聯(lián)電感或并聯(lián)電容值。</p><p>　　在圖4-2（a）中，為信號源的內電導，而在圖4-2（b）中，為信號源的內電阻，而對于，當最后一個元件是并聯(lián)電容時，為負載電阻值;當最后一個元件是串聯(lián)電感時為負載電導值。</p><p>　　等波紋濾波器的設計思想就是用切比雪夫多項式來描述濾波器插入損耗的函數特征：</p><p><b>　　(4-1)<

63、/b></p><p><b>　　上式中：</b></p><p><b>　　(4-2)</b></p><p><b>　　(4-3)</b></p><p>　　那么，在內，即切比雪夫通帶內波紋的幅度就可以根據上二式，適當選擇a來控制。顯然，=1時，通帶內的最大衰

64、減是</p><p><b>　　(4-4)</b></p><p><b>　　即可有：</b></p><p><b>　　(4-5)</b></p><p>　　其中為波紋指標，若需要波紋值為1dB，則根據上式可得：</p><p><b&g

65、t;　　(4-6)</b></p><p>　　通帶內的波紋越大則通帶到阻帶的過渡就越陡峭。即波紋大小與陡峭是沖突的，應當在滿足帶外衰減的基礎上合理的選擇a的值，使波紋盡可能的小。當知道濾波器的帶外截止衰減時，我們可以計算出低通原型所需的元件數。</p><p><b>　　此時滿足關系式</b></p><p><b>

66、　　(4-7)</b></p><p>　　將式代入上式不等式，可得到</p><p><b>　　(4-8)</b></p><p>　　所需濾波器階數為N=[n]+1，從而可得到集中參數電路結構。同時，可以根據上面的式子可以發(fā)現(xiàn)，濾波器的階數跟截止頻率的衰減度以及通帶內的波紋指數有關。其關系是當在一定的階數即N不變時，通帶內的波

67、紋越大，其截止頻率處的衰減度就越大;反之衰減度就越小[4,5]。當在一定的波紋指標下，從圖4-3中看出，</p><p>　　歸一化頻率確定后，相應的衰減度就對應著濾波器的階數。</p><p>　　圖4-3紋波為3dB的契比雪夫濾波器衰減特性[4]</p><p>　　要使在截止頻率處的衰減度加大時，可通過增加濾波器的階數來滿足。</p><p

68、>　　當確定好所設計濾波器的階數以及波紋指標，就可以根據切比雪夫元件值表查出元件的歸一化值，如下表4-1為波紋指數0.ldB的元件值表:</p><p>　　表4-1紋波指數為0.1dB的N階元件值</p><p>　　由此表值就可進一步計算出奇偶模阻抗。所以濾波器的階數以及波紋指標，一定要首先確定后，這是個循序漸進的過程。</p><p>　　4.2 契比

69、雪夫帶通濾波器</p><p>　　根據所設計濾波器的指標而確定低通原型的電路結構后，再由低通原型濾波器經過頻率變換，就可得到低通、高通、帶通和帶阻四種濾波器[4]。</p><p>　　下面為從低通原型濾波器到帶通時對應的頻率關系，從圖4-4中可以看到當為上邊頻或下邊頻時，，而當或者時，。</p><p>　　圖4-4低通原型濾波器帶通時對應的頻率關系</p

70、><p>　　由此可以得到歸一化頻率到實際頻率的映射關系式</p><p><b>　　(4-9)</b></p><p>　　其中心頻率計算公式：</p><p><b>　　(4-10)</b></p><p><b>　　其相對帶寬BW為：</b>&l

71、t;/p><p><b>　　(4-11)</b></p><p>　　它的變換式可得如下：</p><p><b>　　(4-12)</b></p><p>　　頻率變換關系映射區(qū)域如下：</p><p><b>　　,,</b></p>&

72、lt;p><b>　　,。</b></p><p>　　同樣可觀察到低通原型的電容元件變換到帶通濾波器中成了電感和電容相并聯(lián)。</p><p>　　下圖4-5給出了低通原型向帶通濾波器的變換關系：</p><p>　　圖4-5低通原型濾波器向帶通轉化時對應的關系[4]</p><p>　　所以通過頻率變換，就可以設

73、計出集總參數的帶通濾波器，上圖中的變換關系為：</p><p><b>　　,,,。</b></p><p>　　除了以上的頻率變換外，還必須注意此時源阻抗和負載阻抗均為1，所以要徹底將歸一化元器件參數變成實際值時，就必須在上面頻率變換的基礎上對所有阻抗表達式做比例變換。將實際電阻倍乘濾波器元件參數。即：</p><p><b>　　

74、,。</b></p><p>　　4.3 平行耦合帶通濾波器</p><p>　　微波帶通濾波器是一種被廣泛研究的微波濾波器類型，它的品種繁多，性能各異，是現(xiàn)代電子系統(tǒng)中的關鍵部件之一。濾波器在電子電路和系統(tǒng)中的作用是選擇某一頻帶內的有用信號，并把此頻帶之外的無用信號抑制掉，微帶線型濾波器是一種分布參數濾波器，它是由微帶線或耦合微帶線組成，具有體積小、重量輕、價格低、性能穩(wěn)定

75、可靠等優(yōu)點，在微波工程中的應用相當廣泛。在前面低通原型理論的基礎上，下面將介紹微帶型帶通濾波器的一些結構形式及它們的設計步驟[4]。</p><p>　　在微帶帶通濾波器中，也經常用半波長平行耦合諧振電路來級聯(lián)形成帶通濾波器。其濾波器的結構形式可參考下面生成的版圖，此種濾波器的結構形式使相鄰的半波長諧振單元彼此平行排列，其耦合值的大小通過相鄰平行耦合線間的距離來決定。因而，同上一節(jié)介紹的終端耦合微帶線濾波器相比，

76、這種結構形式的濾波器更易用來制造帶通濾波器.這種類型濾波器的設計計算過程如下:</p><p><b>　?。?-13）</b></p><p><b>　　（4-14）</b></p><p><b>　　其中：</b></p><p><b>　?。?-15）&l

77、t;/b></p><p><b>　　（4-16）</b></p><p><b>　?。?-17）</b></p><p>　　以上式中為低通原型濾波器歸一化值，其值的確定由上一節(jié)理論知識獲得。其中BW是帶通濾波器的相對帶寬，是J變換的特性導納。</p><p>　　5 硬件電路的設計與

78、制作</p><p>　　5.1 平行耦合帶通濾波器設計流程概述</p><p>　　平行耦合微帶線濾波器是一種分布參數濾波器，它是由微帶線或耦合微帶線組成，其具有重量輕、結構緊湊、價格低、可靠性高、性能穩(wěn)定等優(yōu)點，因此在微波集成電路中，它是一種被廣為應用的帶通濾波器。在以往設計各種濾波器時，往往需要根據大量復雜的經驗公式計算及查表來確定濾波器的各級參數，這樣的方法不但復雜繁瑣，而且所設

79、計濾波器往往性能指標難以達到要求。本文將先進的微波電路仿真軟件ADS2009與傳統(tǒng)的設計方法相結合設計一個平行耦合微帶線濾波器，并進行建模、仿真、優(yōu)化設計[6,7]。</p><p>　　為設計出符合要求的帶通濾波器，可以將傳統(tǒng)的平行耦合微帶線設計方法與先進的微波電路仿真軟件ADS2009相結合，使全部設計要求轉換成實際的濾波器設計，圖5-1就是平行耦合微帶線濾波器的設計的流程圖。</p><

80、p>　　圖5-1平行耦合微帶濾波器的設計流程圖</p><p>　　5.2 平行耦合帶通濾波器設計結構</p><p>　　邊緣耦合的平行耦合線由兩條相互平行且靠近的微帶線構成，單個帶通濾波器單元如圖5-2(a)所示。根據傳輸線理論及帶通濾波器理論，帶通濾波元件是由串臂上的諧振器和并臂上的諧振器來完成，但是在微帶上實現(xiàn)相間的串聯(lián)和并聯(lián)諧振元件尤為困難，為此可采用倒置轉換器將串并聯(lián)電

81、路轉化為諧振元件全部串聯(lián)或全部并聯(lián)在線上。因此，單個耦合微帶濾波器單元能夠等效成如圖 5-2 (b)所示的一個導納倒置轉換器和接在兩邊傳輸線段的組合。</p><p>　　圖5-2耦合線單元及其等效電路</p><p>　　這種單獨耦合線節(jié)單元雖然具有典型的帶通濾波器的特性，但是單個帶通濾波單元難以具有良好的濾波器響應及陡峭的通帶—阻帶過度。因此，通常情況下，采取級聯(lián)多個這些基本耦合單元來

82、構成實用的濾波器。如圖5-3示為一級聯(lián)耦合微帶線節(jié)單元構成的帶通濾波器的典型結構，其每一個耦合線節(jié)左右對稱，長度約為四分之一波長(對中心頻率而言)。帶通濾波器有N + 1個圖5-3示的耦合線帶通濾波器單元構成。這N+1階濾波器兩端分別已加兩條微帶線，這樣做的目的是防止中心頻率漂移，因為耦合單元微帶線開路端邊緣效應的影響，兩端各加一條微帶后，就能抵消這種負面效應。所以最終實際設計效果圖就如圖5-3所示，在基礎耦合微帶兩端各加一段微帶線。&

83、lt;/p><p>　　此外，這里采用契比雪夫式帶通濾波器，是因其阻帶內插入衰減上升快，在同樣情況下，采用契比雪夫式帶通濾波器需要元器件數目更少，便于調整。</p><p>　　圖5-3級聯(lián)耦合微帶線帶通濾波器</p><p>　　耦合線帶通微帶濾波器的階數越高，其矩形系數越好，越接近理想濾波器，但是其參數會變壞，甚至達不到設計要求，所以設計時要綜合考慮[7]。<

84、/p><p>　　5.3 平行耦合帶通濾波器設計指標</p><p>　　中心頻率為2.1GHz，帶通段為：2.0GHz-2.2GHz；在通帶內要求>-1.5dB，<-10dB,輸入輸出端口電壓駐波比VSWR<1.5；帶阻要求：小于1.6GHz頻段, <-20dB，大于2.6GHz頻段, <-20dB。</p><p>　　5.4 平行

85、耦合帶通濾波器各參數尺寸理論計算</p><p>　　由歸一化頻率到實際頻率的映射關系式：</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　　其中心頻率計算公式：</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p><b>　　其相對帶

86、寬BW為：</b></p><p><b>　?。?-3）</b></p><p>　　它的變換式可得如下：</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　由5.3小節(jié)的指標可較快計算出，中心頻率=2.1GHz，帶通濾波器的相對帶寬BW約為10%，歸一化頻率=4.5

87、192GHz。</p><p>　　圖5-4契比雪夫濾波器衰減特性圖[4]</p><p>　　再由圖5-4契比雪夫低通濾波器的衰減特性和計算出的歸一化頻率，可由圖5-4方便看出其低頻等效梯形網絡濾波器階數大約為5，所以取N=5。</p><p>　　表5-1契比雪夫濾波器元件參數表</p><p>　　由表5-1契比雪夫低通濾波器的元件參數

88、表格圖，可知在N=5情況下，由圖可方便看出=1，=1.1088，=1.3061，=1.7703，=0.8180，=1.3544。</p><p>　　并由第四章4.13小節(jié)理論知識可以得到下述公式：</p><p><b>　?。?-13）</b></p><p><b>　?。?-14）</b></p>&

89、lt;p><b>　　其中：</b></p><p><b>　　（4-15）</b></p><p><b>　?。?-16）</b></p><p><b>　　（4-17）</b></p><p>　　已知=50，所以可根據上述公式，計算出奇偶

90、模阻抗如表5-2所示：</p><p>　　表5-2計算后的奇偶模阻抗值</p><p>　　一開始，打算用性能優(yōu)良的ROGERS板，但由于受國內制作工藝的影響以及有限經費的影響，在此選擇了國內常用，價格相對低廉，但性能相對一般的F4板，選定電路板材參數如下：厚度H為1.6mm（考慮到國內工藝布線間隔只能0.2mm左右，為了減少絕對誤差，所以選擇厚度愈厚，那么線寬愈寬），介電常數Er為2.

91、55，相對磁導率Mur為1，電導率Cond為5.8E+7，金屬層厚度為0.03mm。為了減少繁瑣計算，使用ADS中自帶的計算工具LineCalc計算微帶線的寬度W、間距S 和長度L 。由此得到的各耦合段物理尺寸參數如表5-3所示。</p><p>　　表5-3 LineCalc計算后的物理尺寸參數</p><p>　　ADS有強大的計算功能，利用其自帶的計算工具LineCalc可以方便快

92、捷算出需要的結果，避免了繁瑣計算。用ADS中自帶的計算工具LineCalc計算的示意圖如圖5-5所示[7]，輸入所用板材的參數，最重要的是相對介電常數Er和厚度H，其他參數也有影響，但非主要影響因素。</p><p>　　圖5-5 ADS中LineCalc計算物理尺寸界面</p><p>　　5.5 平行耦合帶通濾波器原理圖仿真</p><p>　　將5.4中結

93、構尺寸輸入ADS原理圖中，由于實際加工不可能有那么精確的尺寸，所以尺寸精確到0.1mm足矣，并設置相應的介質參數和掃頻參數，進行原理圖仿真，其原理圖及仿真結果如圖5-6和5-7所示，可見中心頻率出現(xiàn)了明顯的偏移現(xiàn)象。這是由于在設計平行耦合微帶帶通濾波器時沒有考慮邊緣場效應的影響，為此需要進行優(yōu)化設定優(yōu)化目標及優(yōu)化控制器參數。事實上實際值比設計值偏低的主要原因是耦合單元微帶線開路端邊緣效應的影響。對于開路端微帶線 , 通常將其邊緣效應等效

94、為一個電容件，而這個等效電容又可以為一段附加的一定長度的傳輸線所代替。解決此問題可以利用ADS的優(yōu)化功能，優(yōu)化后的仿真結果如圖5-8所示，優(yōu)化原理圖如圖5-9所示[7]。</p><p>　　圖5-6 ADS中原理圖仿真界面</p><p>　　圖5-7 ADS中原理圖仿真結果界面</p><p>　　優(yōu)化也不是一蹴而就，需要多次比較進行。在優(yōu)化過程中，加入變量

95、時要考慮實際制版時尺寸的影響，所以采用離散優(yōu)化（不采用連續(xù)變化優(yōu)化的原因，且如此，仿真花費時間更少一點），步進值設為0.1mm,但這可能達不到想要的結果，可再多設置多一點的離散點數，要多次優(yōu)化，可能最終也達不到指標，此時只有改變微帶線參數值，重新進行仿真，直至達到預期的優(yōu)化結果。</p><p>　　定好設定目標后，靠計算機本身超快的浮點計算，一個一個點計算的窮盡法，直至算出最佳結果，這是計算機擅長的，也基本是最

96、優(yōu)結果。</p><p>　　圖5-8 ADS中優(yōu)化后的原理圖界面</p><p>　　圖5-9 ADS中優(yōu)化后原理圖仿真結果界面</p><p>　　通過上面的設計可以看出僅僅對微帶濾波器進行原理圖仿真，這是不夠的。依靠原理圖仿真的結果去制作相應的濾波器，那么濾波器的實際測量結果會和原理圖仿真存在著較大的差別，甚至浪費材料。原因主要是因為ADS軟件的原理圖仿真

97、是不考慮的各微帶線之間的耦合影響，只考慮了被定義的耦合線之間的耦合關系，對其他沒有定義為耦合關系的微帶線互相之間則視為沒有耦合關系，而在實際中確不是這樣的，只要是在相距一定距離之內的微帶線他們之間都有耦合關系，而這種耦合影響的不確定性也就導致了制作濾波器測量結果的不確定性。為了更好的在計算機中模擬微帶濾波器在實際電路版上的表現(xiàn)，在對濾波器做完原理圖仿真后，還應對其進一步做電路版級的矩量仿真[7]。這就要應用到ADS矩量法(Momentu

98、m)。Momentum就是E-M(電磁)求解器使用 MethodofMoment(瞬時)技術和格林函數計算平而結構中的電流，包括(通路)Vias和邊界耦合。它可以接受任意平而幾何形狀，并精確地仿真分析復雜地寄生，結構間的耦合效應。通過ADS矩量法(Momentum)的仿真，與濾波器的實際測量結果是相當接近的。所以如果在Momentum仿真中出現(xiàn)</p><p>　　除了上述在軟件設計時該注意的問題外，在具體制板

99、中同樣要注意可能會影響濾波器性能的相關因數。因為分布參數微帶型濾波器，在頻率很高時一根微帶表現(xiàn)出電感、電容及電阻等特性方面的綜合[6]。材料特性、工藝參數、微帶濾波器的封裝腔體等方面的偏差，都對濾波器的參數性能有很大的影響，如工作頻率的漂移、工作帶寬的變化以及傳輸與反射參數惡化等。為了減小這些相關因素對微帶濾波器性能參數的影響，有必要對這些影響濾波器性能的相關因素進行討論。微帶濾波器的基片材料既是微波傳輸的介質，又是導體微帶線附著的載體

100、，其材料特性對微帶線濾波器的性能有很大的影響?；牧系慕殡姵怠⒑穸纫约敖橘|損耗角等參數稍有變化，就會影響濾波器的整體性能指標，因此在設計時應充分地把材料的這些影響因素考慮進去，使濾波器的設計更趨合理。另外制作微帶線的導體材料也非常重要，選用制作微帶線導體材料的原則是:導體的厚度滿足設計要求(一般為3-5倍深度)，導體材料損耗小，導體材料抗氧化能力強，易于焊接及易與其它輸入輸出接頭連接等特性。濾波器的封裝腔體也是影響其性能指標的一個關

101、鍵因素，在微帶線的各種形式的結構中，有的形式濾波器對邊界條件影響較小，而有</p><p>　　5.6 平行耦合帶通濾波器版圖E-M仿真</p><p>　　經過多次優(yōu)化及修改后，原理圖的仿真結果基本達到所要求的指標。此時就可導出版圖。導出版圖后，添加PORT管腳，就可以進行EM仿真啦。通過ADS矩量法(Momentum)的仿真，與濾波器的實際測量結果是相當接近的。所以如果在Moment

102、um仿真中出現(xiàn)這種問題，那么就要返回到原理圖仿真進行修改和優(yōu)化，直到將Momentum仿真優(yōu)化到滿意的結果為止。導出版圖后，添加PORT管腳，就可以放心進行EM仿真[7]。</p><p>　　導出的版圖結構如圖5-10所示，EM仿真結果如圖5-12所示。</p><p>　　圖5-10 ADS中原理圖導出的版圖界面</p><p>　　導出版圖后，為了進一步看到

103、真實的實物效果，利用ADS強大的內置工具可以非常方便的導出其3D效果圖，如圖5-11所示，由此3D圖就可以清晰地再現(xiàn)實物做成后的真實圖像，非常的實用，有利于設計者一目了然的了解成品成像圖，加快了實物設計速度，節(jié)約了成本。</p><p>　　圖5-11導出版圖的3D模型圖</p><p>　　觀察導出的圖5-11的3D效果圖，不妨和其后真正做出的實物圖5-14做個簡單對比，就不難發(fā)現(xiàn)3D圖

104、基本是實物圖的翻版，對其實用價值就可略知一二，所以實踐時，應好好把握這些優(yōu)點。</p><p>　　當完成上面所有步驟后，就可以進行EM仿真了，ADS矩量法(Momentum)的仿真，與濾波器的實際測量結果是相當接近的，它可以接受任意平而幾何形狀，并精確地仿真分析復雜地寄生，結構間的耦合效應，設置好必要參數，掃描點數，最終得出的EM仿真結果如圖5-12所示，由圖所示，指標很好的控制在了-15dB以內，在通帶內衰減

105、控制在了-1dB紋波以內，帶外衰減在-40dB以外，滿足設計指標，達到優(yōu)化結果。</p><p>　　圖5-12 ADS中版圖仿真結果界面</p><p>　　由圖中數據可知，基本達到設計要求，接下來就可進行PCB版圖繪制。</p><p>　　因為大部分國內廠家采用Protel99SE繪制版圖，所以在此也采用了Protel99SE進行此次濾波器實際版圖的繪制工作

106、。因為在ADS2009中，LAYOUT出的已為實際版圖，所以只需記錄好相應尺寸，在Protel99SE中重新編排即可，用Protel99SE繪制的最終版圖如圖5-13所示：</p><p>　　圖5-13 Protel99SE繪制的實際版圖界面</p><p>　　繪制PCB文件時，上下應空出足夠空間，防止外界的耦合干擾，一般要求為線寬的兩倍左右，在此，采取了五倍線寬的空余。把此文件發(fā)給P

107、CB廠后做出的實物濾波器后，焊接添加接頭后的實際版圖如圖5-14所示：</p><p>　　圖5-14加工做成的實物耦合帶通微帶濾波器</p><p>　　實物做成以后，整個設計工作就告一段落，為了查看設計實物是否達到要求指標，接下來就要進行測試、調試工作。</p><p>　　6 實物的測量與調試</p><p>　　6.1 平行耦合帶

108、通濾波器調試</p><p>　　調試按照如下圖6-1所示方框圖進行：</p><p>　　圖6-1調試系統(tǒng)方框圖</p><p>　　如果測試結果與設計要求相差過多，則需要查找原因，對電路參數進行調整，甚至進行重新設計、制板，直至達到預期指標為止。</p><p>　　6.2 平行耦合帶通濾波器的測試</p><p&g

109、t;　　因為印刷電路板做成后，無需其他的元件焊接工作，只需焊接兩個接頭，所以焊接工序非常簡單，焊接好的實物圖如圖5-14所示，焊接工作完畢之后就可以進行測試工序的運轉。</p><p>　　6.2.1 測試步驟</p><p>　　(1)打開網絡分析儀，然后按下‘PRESET’鍵，設置監(jiān)視的掃描頻率范圍從1.4GHz到2.8GHz，設置中心頻率2.1GHz；</p><

110、;p>　　(2)對網絡分析儀一步步進行校正，直至達到所測零誤差條件；</p><p>　　(3)一切預備工作做好后，就可以進行耦合帶通射頻濾波器的測試工作了，正在測試工作的濾波器如圖6-2所示；</p><p>　　(4)對各個指標就行測量，參數測量結果如圖6-3所示，發(fā)現(xiàn)結果與EM仿真非常匹配，達到設計所要求的通帶內大于-1.5dB,帶外1.6GHz以下,2.4GHz以上小于-40

111、dB，非常好的完成了設計指標。整體觀察，矩形系數也不錯，基本有了濾波器的模樣，帶外抑制衰減控制的指標也不錯；</p><p>　　圖6-2正在測試中的耦合微帶濾波器</p><p>　　圖6-3實際測得值頻譜圖</p><p>　　圖6-4 實際測量時的近景圖</p><p>　　圖6-5 參數的實際測量值</p><p&

112、gt;　　(5)再對參數或電壓駐波比VSWR測量，其結果分別如圖6-5和6-6所示，可以發(fā)現(xiàn)參數值比EM仿真結果相差不大，小于-15dB滿足通帶內滿足的設計指標小于-10dB要求，電壓駐波比VSWR當然就達到設計初衷使得VSWR小于1.5的指標，可以說整個結果測試非常滿意，令人鼓舞，達到了預期的結果。</p><p>　　圖6-6電壓駐波比VSWR實際測量結果</p><p>　　實際測出

113、在通帶內控制在-15dB以外，在中心頻率2.1GHz是為-22.25dB，這個結果令人滿意。VSWR在通帶內總體小于1.5，在中心頻率點是為1.1270，這個結果也相當鄰人振奮，這說明反射系數小，功率利用率高，達到了所有的設計指標。</p><p>　　6.2.2 測試結果分析</p><p>　　因為分布參數微帶型濾波器，在頻率很高時一根微帶表現(xiàn)出電感、電容及電阻等特性方面的綜合影響。