開關(guān)電源相關(guān)

1、<p><b>　　摘要</b></p><p>　　目前，集成PWM開關(guān)電源已在通訊、電子計算機等領(lǐng)域獲得了廣泛應(yīng)用。為適應(yīng)便攜式電子產(chǎn)品對電源提出的性能要求，開關(guān)電源必須以高效率、高精度、小體積為主要方向發(fā)展。采用平均電流控制的PWM開關(guān)電源具有比較高的控制精度，與其它采用電壓、電流雙閉環(huán)控制的開關(guān)電源一樣，需要采取措施保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，并在穩(wěn)定性和瞬態(tài)特性之間進行折中[20]

2、。本文從系統(tǒng)的重要傳遞函數(shù)分析入手，探討如何設(shè)計一個能穩(wěn)定工作，并保持瞬態(tài)響應(yīng)足夠快的基于平均電流控制的PWM降壓開關(guān)電源系統(tǒng)。具體設(shè)計流程為：首先推導出工作于CCM下降壓開關(guān)電源功率級的主要傳遞函數(shù)，建立起適用于該系統(tǒng)的完整的復頻域框圖，最后，通過Simulink的建模、分析，完成系統(tǒng)級設(shè)計[1]。為驗證系統(tǒng)設(shè)計的結(jié)果，本文采用esmch0．6u m工藝，對控制電路的主要模塊進行了電路設(shè)計，并由這些模塊構(gòu)建起系統(tǒng)。Hspice仿真結(jié)果

3、表明，該系統(tǒng)能穩(wěn)定運行，并滿足設(shè)計指標的要求。</p><p>　　關(guān)鍵詞：：開關(guān)電源；電壓控制模式；電流控制模式；補償網(wǎng)絡(luò)；仿真</p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　Integrated PWM switching power supplies have been widely used in</p

4、><p>　　communication systems，computers，etc．Motivated by portable applications thatdemand high performance，switching Power supplies are developed mainly aimingto high efficiency，high precision and small size．<

5、;/p><p>　　With high precision，average current mode controlled PWM DC—DC</p><p>　　converters need measures to guarantee stable operation，which means to trade offbetween stability and quick transitio

6、n response，as other current controlled ones．This article researches on how to design a stable ACM PWM buck converter withquick transition response through analyzing main transfer functions of the system．Design procedure

7、is as below：the first step’is to derive main transfer functions ofpower stage；and then to set up a complete small-signal model in complexfrequency domain；fiIlally，t</p><p>　　Key words：Switching power supplie

8、s average current modemodeling Systematic des</p><p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　緒論</b></p><p>　　本文的研究背景及意義</p><p>　　尋求新型能源、實現(xiàn)潔凈無污染且可再生發(fā)電，是人類社會持續(xù)健康發(fā)

9、展的迫切需求。在過去的幾十年中，新型能源如太陽能、風能、核能、燃料電池等的開發(fā)取得了顯著成就。作為可再生能源的一種，太陽能具有資源豐富、開發(fā)方便、清潔無污染等優(yōu)點，光伏發(fā)電作為太陽能發(fā)電的主要應(yīng)用形式，已成為一種重要的分布式發(fā)電技術(shù)[11]。光伏發(fā)電受光照和溫度等外界條件的影響較大，其功率輸出具有較強的波動性與間歇性，給電能質(zhì)量和電網(wǎng)調(diào)度帶來了很大的挑戰(zhàn)，因此實際中通常配備一定的儲能裝置組成光伏-蓄電池混合發(fā)電系統(tǒng)，改善系統(tǒng)動態(tài)和靜態(tài)特

10、性特性。對電力用戶而言，光伏-蓄電池混合發(fā)電系統(tǒng)保證光伏電池在負荷波動較快和較大的情況下運行在穩(wěn)定的輸出水平，改善輸出電壓和系統(tǒng)頻率，提高用戶電能質(zhì)量；對電網(wǎng)企業(yè)而言，原先不可調(diào)度的分布式發(fā)電作為可調(diào)度機組單元運行，有利于電網(wǎng)調(diào)度管理；對可再生能源發(fā)電企業(yè)而言，其自身有義務(wù)對自身輸出功率作出預測，并提前通知電網(wǎng)公司。如果預測誤差較大，將會受到處罰，所以發(fā)電企業(yè)可以通過配置一定形式和容量的儲能，保證實際輸出功率值與上報的功率預測值吻合，提

11、高發(fā)電企業(yè)經(jīng)濟效益。</p><p>　　太陽能蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)涉及的控制主要包括最大功率點跟蹤、光伏電池升壓控制、蓄電池充放電控制和逆變器控制，本文主要研究并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)前級升壓DC-DC的變換。為使后級逆變器能順利并網(wǎng),在兩級的發(fā)電系統(tǒng)中需要有一級升壓的DC／DC變換裝置．用來為后級的逆變環(huán)節(jié)提升電壓；并在較寬的燃料電池輸出范圍內(nèi)．保持逆變環(huán)節(jié)輸入電壓的穩(wěn)定，滿足并網(wǎng)要求。開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制

12、開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和MOSFET構(gòu)成[4]。它經(jīng)過開關(guān)調(diào)整管、開關(guān)變壓器、穩(wěn)壓控制電路、激勵脈沖產(chǎn)生電路對直流電壓進行DC-DC開關(guān)變換，產(chǎn)生各種所需的穩(wěn)定直流電壓輸出。</p><p>　　1.2 國內(nèi)外研究現(xiàn)狀</p><p>　　由于受本國能源的限制，日本政府非常重視可再生能源(如風能和太陽能)的

13、利用，其希望能夠加大各種可再生能源在本國能源結(jié)構(gòu)中的比例，以減少對化石能源的依賴。但這些可再生能源的間歇性所造成的功率波動降低了其輸出的電能質(zhì)量和供電可靠性。而太陽能蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)能夠整合各種分布式電源的優(yōu)勢，通過儲能裝置實現(xiàn)能量輸出與負載之間的功率平衡。</p><p>　　近年來，蓄電池技術(shù)不斷發(fā)展，產(chǎn)品日臻成熟[17]。起動電池結(jié)構(gòu)逐步優(yōu)化升級，免維護蓄電池廣泛使用、仍然是民用交通運輸裝備的重要電源裝置

14、，為我國成為世界主要汽車生產(chǎn)國起到重要支撐作用。經(jīng)過20多年的發(fā)展，免維護和密封蓄電池技術(shù)進步取得了巨大成就，使蓄電池不僅在交通運輸、軍事國防等傳統(tǒng)領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用，而且被廣泛應(yīng)用與太陽能光伏發(fā)電、風力發(fā)電、通信電源、電力變配電系統(tǒng)、鐵路、船舶通訊、起動、照明電源、UPS電源中。技術(shù)進步推動了蓄電池行業(yè)的快速發(fā)展，使其成為新興的朝陽產(chǎn)業(yè)之一。</p><p>　　目前，美國幾家高級DC/DC制造商已經(jīng)在高功率密度

15、的DC/DC中使用了小型微處理器的技術(shù)。首先它可以取代很多模擬電路，減少了模擬元件的數(shù)量，它可以取代窗口比較器 、檢測器、鎖存器等完成電源的起動、過壓保護、欠壓鎖定、過流保護、短路保護及過熱保護等功能?，F(xiàn)在,采用DSP數(shù)字信號處理器參與脈寬調(diào)制，最大、最小占空比控制、頻率設(shè)置、降頻升頻控制、輸出電壓的調(diào)節(jié)等工作,以及全部保護功能的DC/DC變換器已經(jīng)問世。這就是使用TI公司的TSM320L2810控制的開關(guān)電源是全數(shù)字化的電源，這時DC

16、/DC的數(shù)字化進程就真正地實現(xiàn)了。</p><p>　　下面介紹幾個世界著名DC/DC開發(fā)制造商的產(chǎn)品特色。 1. Galaxy pwr公司 世界頂級、全橋自動復位硬開關(guān)ZVSZCS同步整流。全部工作用微控制器MCU控制，效率94~95%。2. Synqor兩級并聯(lián)，Buck+雙互補forward同步整流微控制器，PWM IC和MCU IC控制，效率92~93%。3. Glary第三代有源箱位，雙互補fo

17、rward并聯(lián)，同步整流，效率92%，功率密度240W/in3，1/4磚250W。4. DIDT二次側(cè)PWM控制的初級半橋及全橋。ZVS，ZCS同步整流，效率91%。5. Ericsson全橋硬開關(guān)ZVS，ZCS同步整流，效率93%。6. VICOR第一代有源箱位，大功率輸出高功率密度，89%效率。 7. Artesyn互補有源箱位Push-pull，效率90%，自偏置同步整流。8. TYCO有源箱位forward，同步整流，

18、世界DC/DC的主導商，世界標準的創(chuàng)立者。 9. Lambda有源箱位P-溝MOSFET有源箱位，自偏置同步整流。10. IPD公司第二代有源箝位自偏置同步整流效率90.5%。</p><p>　　1.3 論文的主要研究內(nèi)容</p><p>　　設(shè)計蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，了解蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，并對系統(tǒng)前級的直流-直流電力轉(zhuǎn)換部分進行建模仿真設(shè)計，發(fā)電系統(tǒng)前級直流-直流變換器輸入源

19、為蓄電池，電壓范圍為350-430V，直流-直流變換器輸出電壓由用戶通過CAN總線控制，電壓變化范圍為540-600V，輸出功率10kw，電壓紋波<1%。設(shè)計直流變換電路，研究PWM控制技術(shù)，建立系統(tǒng)模型并仿真；研究電網(wǎng)入網(wǎng)標準，為使后級逆變器能順利并網(wǎng)，設(shè)計控制器，使直流電源輸出符合逆變并網(wǎng)要求的直流電壓。 </p><p>　　要求完成的主要任務(wù):</p><p>　　1、完成不

20、少于2萬印刷符，且與選題相關(guān)的英文文獻翻譯工作</p><p>　　2、查閱相關(guān)文獻資料（論文參考文獻不低于中文13篇，英文2篇）</p><p><b>　　撰寫開題報告</b></p><p>　　掌握蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)及并網(wǎng)原理，完成系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)設(shè)計</p><p>　　根據(jù)系統(tǒng)要求，完成直流-直流變換主電

21、路和控制電路的硬件設(shè)計，主要器件的參數(shù)選型。 </p><p>　　6、根據(jù)并網(wǎng)要求，完成的控制器的控制策略設(shè)計。</p><p>　　7、MATLAB建模并完成系統(tǒng)仿真</p><p><b>　　繪制圖紙>3張</b></p><p>　　9、提交設(shè)計說明書，不少于10000漢字</p><

22、p>　　2 蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)整體設(shè)計</p><p>　　2.1 蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　圖1為蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。光伏陣列和蓄電池分別通過DC/DC 變換器接于公共直流母線，然后經(jīng)由一個三相全橋逆變器接入交流電網(wǎng)。</p><p><b>　　系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如下：</b></p><

23、;p>　　圖2-1 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　2.2. DC/DC升壓電路設(shè)計</p><p>　　大功率DC/DC變換器主電路拓撲有很多種，諸如雙管正激式、推挽式、半橋式和全橋式等。全橋形式的拓撲結(jié)構(gòu)電流電壓應(yīng)力小，變壓器利用率高，而且全橋型DC/DC變換電路既具有半橋型DC/DC變換器中開關(guān)管截止時極間所承受的電壓較推挽型電路低的特點，又具有推挽型電路所具有

24、的輸出電壓高、輸出功率大的優(yōu)點。因此，全橋電路在大功率DC/DC變換器中應(yīng)用比較多[4]。 </p><p>　　本文變壓器主電路采用全橋DC/DC變換電路，其主電路如圖2-2所示[20]。在此電路中，橋路相對邊上的一對開關(guān)管是同時導通和同時截止的。該結(jié)構(gòu)電路穩(wěn)定工作時候，兩組對角的開關(guān)管在前后半個開關(guān)管周期內(nèi)交替關(guān)斷，將電能傳送到變壓器副邊，通過PWM調(diào)制控制輸出電壓。</p><p&

25、gt;　　圖2-2 全橋DC/DC電路結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　在此電路中，當晶體管Q1、Q4或Q2/Q3被驅(qū)動導通時，變壓器原邊繞組兩端的電壓等于電源的輸入電壓Ui。當兩組對角的開關(guān)管在前后半個開關(guān)管周期內(nèi)交替導通關(guān)斷時，在高頻變壓器原邊繞組兩端便產(chǎn)生幅值為Ui的正負方波脈沖電壓。此脈沖通過高頻變壓器傳遞到副邊，再經(jīng)整流二極管整流，儲能電感L及電容濾波后向負載供電。此電路副邊的輸出回路不僅在電路形式上和降壓

26、型DC/DC變換器主電路一樣，而且工作原理也完全相同。</p><p>　　圖2-3 全橋DC/DC變換器整流輸出電壓uo、濾波電路電壓uc、電流iL的波形圖</p><p>　　全橋變換器的輸出直流電壓的紋波頻率為開關(guān)頻率的2倍。每個開關(guān)管承受的最大電壓為。</p><p>　　在CCM條件下，全橋變換器的輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系為。</p>&l

27、t;p>　　式中N為變壓器的變比，D為晶體管的導通占空比。</p><p>　　全橋DC/DC變換器整流輸出電壓uo、濾波電路電壓uc、電流iL的波形圖如圖2-3所示。</p><p>　　2.3 DC/AC逆變單元</p><p>　　逆變器單元最常見的有半橋和全橋逆變電路?；旧纤械哪孀冸娐范疾捎眠@兩種中的一個作為逆變電路。半橋逆變電路只有2個開關(guān)管一

28、級主流側(cè)的兩個電容組成。其電路及控制方法簡單易于控制。但它的主要缺點在于輸出交流側(cè)的幅值僅為直流側(cè)的一半，且需要兩個電容串聯(lián)，工作時還需要控制兩個電容器電壓均衡。開關(guān)管承受的電流，電壓應(yīng)力大，損害高，在采用SPWM時，只能工作于同頻方式。而全橋逆變電路則是有兩對橋臂組成，可以看成是兩個半橋并聯(lián)組合而成。它有4個開關(guān)管，所承受的電壓電流應(yīng)力也小，損耗也小，控制方式靈活。全橋逆變主電路結(jié)構(gòu)如圖2-4所示[6]。</p><

29、;p>　　圖2-4 單相全橋逆變電路拓撲圖</p><p>　　2.4 CAN總線介紹</p><p>　　3 主電路元器件參數(shù)的設(shè)計和選擇</p><p>　　本論文主要對蓄電池并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)前級DC/DC模塊進行分析設(shè)計。</p><p>　　設(shè)計要求: 輸入電壓范圍為350-430V，輸出電壓范圍為540-600V，輸出功率10

30、kw，電壓紋波<1%。</p><p>　　3.1 主電路元器件參數(shù)的計算</p><p>　　由2.2節(jié)分析可知，晶體管承受的峰值電壓，晶體管最大集電極電流。</p><p>　　整流二極管最高反向電壓</p><p>　　式中N為變壓器的原副邊變比，</p><p>　　整流二極管最大電流。</p&g

31、t;<p>　　根據(jù)輸入，輸出電壓，則電路的增益范圍為1.251.71。由輸出輸入電壓間的關(guān)系可知。又由于輸入輸出電壓增益、磁元件的匝比大小、輸入電流紋波大小、所有功率元件的電壓、電流應(yīng)力大小均與等效占空比D有關(guān)。并且當D過小時，將影響之后閉環(huán)調(diào)節(jié)的調(diào)節(jié)范圍。占空比D太大會使電壓紋波增大，所以必須同時確定合適的D和n。</p><p>　　根據(jù)前面分析，加于輸出回路的方波脈沖的周期為T/2，整流級電

32、壓的頻率是開關(guān)頻率的2倍。由圖2-2可以看出，輸出電壓可調(diào)的全橋型DC/D變換器開關(guān)電源的兩個控制開關(guān)VT1、VT2的占空比必須小于0.5，開關(guān)電源電源才能正常工作;當要求輸出電壓可調(diào)范圍為最大時，占空比最好取值為0.25。合理選擇變壓器的匝比，使占空比在適當?shù)姆秶鷥?nèi)是完成設(shè)計的關(guān)鍵。</p><p>　　分析幾種不同匝比對電路的影響，然后選擇最佳匝數(shù)比。本文變壓器匝數(shù)比選擇1:3，D在之間變化。</p&g

33、t;<p>　　整流級電壓的頻率是開關(guān)頻率的2倍。而且，在全橋等典型變換器中，很容易實現(xiàn)軟開關(guān)，因此可以適當?shù)靥岣唛_關(guān)頻率，從而大大減小濾波元件LC的乘積值。本文在參數(shù)設(shè)計中，PWM變換器的開關(guān)頻率選擇為f=100kHz。</p><p>　　3.2 輸出濾波電路電感參數(shù)的計算 </p><p>　　由于本系統(tǒng)是大功率開關(guān)功率放大器，要得到滿意的濾波效果，就需要 L 的值比

34、較大，而大電感的體積比較大，使電路笨重而且成本也較高，因此可以通過使用較小的 L、C 來完成濾波工作，并且可以達到良 好的濾波效果。</p><p>　　圖2-3c為輸出電感電流的波形，其為三角斜波形狀，且斜波中點電流值等于直流輸出電流Io。在設(shè)計變換器輸出濾波電感時，電感選擇應(yīng)保證直到輸出最小規(guī)定電流時，電感電流也保持連續(xù)。根據(jù)參考文獻[20],由全橋電路的特點，可推算出濾波電感最小電感量</p>

35、<p><b>　　代入數(shù)據(jù)解得</b></p><p>　　考慮裕量，本文選電感值為200。</p><p>　　3.3 輸出濾波電容的設(shè)計</p><p>　　濾波電容的選擇必須滿足輸出紋波的要求。根據(jù)變換器的工作過程，電容器充、放電的電荷以及充、放電的時間和正、負電壓紋波值。可得推算出濾波電容的最小電容值</p>

36、<p>　　式中：Io是流過負載的電流，f為開關(guān)頻率，為輸出電壓的波紋電壓。波紋電壓一般都取峰-峰值。，根據(jù)本文設(shè)計，。</p><p><b>　　代入數(shù)據(jù)解得</b></p><p><b>　　考慮裕量，本文取。</b></p><p>　　實際上電容并非理想電容，它可以等效等效為等效串聯(lián)電阻（ESR）

37、R0與等效串聯(lián)電感（ESL）L0與其串聯(lián)。在約300kHZ或500kHZ以下頻率L0可以被忽略，輸出紋波僅由R0和C0決定。由R0決定的紋波分量與(I2-I1)成正比，而由C0決定的紋波分量與流過C0電流的積分成正比，兩者相位不同。但考慮到最惡劣的情況，假設(shè)它們同相疊加。而通常是選擇合適的R0來滿足輸出紋波電壓峰峰值，本文取。</p><p>　　3.4 主功率管的選擇</p><p>

38、　　3.4.1 開關(guān)管的選擇</p><p>　　本文直流升壓環(huán)節(jié)選用IGBT作為功率開關(guān)管來構(gòu)成全橋電路。由于輸入直流電壓最大值為430V，由2.1節(jié)分析可知，晶體管承受的峰值電壓 ，晶體管最大集電極電流。根據(jù)經(jīng)驗，此升壓電路功率開關(guān)管選用艾德塞公司的IXGN200N60,其最高集射電壓為600V，額定電流為2000A[8]。</p><p>　　3.4.2 輸出整流二極管的選擇&l

39、t;/p><p>　　本文電源的開關(guān)頻率為100kHz，對于本電路而言，輸出整流二極管最高反向電壓,在整流管開關(guān)時，有一定的電壓振蕩，因此要考慮裕量，可以選用1300V的整流二極管。整流二極管在理想狀態(tài)下，流過的最大電流等于輸出最大電流18.52A，考慮占空比引起的電流增加和一定的安全余量，可以選用20A的整流二極管。此升壓模塊采用的是IXYS公司的DSEI30的超快速恢復二極管，額定電壓是600V,額定電流是37A

40、[8]。</p><p>　　3.4.3 換向二極管的選擇</p><p>　　換向二極管應(yīng)選快恢復型的二極管，其反向耐壓應(yīng)高于開關(guān)管所承受的最高電壓430V。</p><p>　　3.5 串聯(lián)電容C值的確定</p><p>　　電容C的作用是用來進一步增強電路的抗不平衡能力，防止由于開關(guān)管的特性差異而造成變壓器磁心飽和。電容C可用下式計

41、算：</p><p>　　式中為C3兩端電壓變化量，一般取的。</p><p><b>　　代入數(shù)據(jù)解得</b></p><p>　　考慮裕量，并且使電路的抗不平衡性更好，可以選擇。</p><p>　　3.6 高頻變壓器的選擇</p><p>　　在變壓器隔離型的DC/DC變換器中，高頻功率變

42、壓器的設(shè)計是電源變換器設(shè)計中非常重要的環(huán)節(jié)，其設(shè)計好壞直接影響到變換器的可靠性、效率、質(zhì)量等性能指標。高頻功率變壓器在DC/DC變換器電路中具有電壓變換、能量傳輸、電氣隔離等幾項主要功能，設(shè)計時需綜合考慮功率密度、功率損耗、漏電感和寄生電容等指標。而且變壓器功率的選擇要通過相應(yīng)的計算來合理選擇。</p><p>　　3.7 主電路仿真</p><p>　　根據(jù)上述計算出的參數(shù)，連接主電路

43、圖如下：</p><p>　　圖3-1 主電路的接線圖</p><p>　　圖中兩個“Pulse Generator”模塊，幅值設(shè)為1，周期設(shè)為。其中一個滯后0s，其輸出加在開關(guān)管1和4的門極，另外一個之后設(shè)為S，其輸出加在開關(guān)管2和3的門極。</p><p>　　3.7.1 調(diào)節(jié)占空比得到的不同的輸出電壓</p><p>　　當輸入電壓

44、取不同值時，調(diào)節(jié)占空比，可以使輸出電壓在一個穩(wěn)定值。當輸入電壓一定時，調(diào)節(jié)占空比，可以得到不同的輸出電壓。下面仿真不同占空比時電感電壓、電感電流、負載電阻電壓的波形。</p><p>　　（1）輸入電壓為350V，占空比為0.21時，仿真得到的波形如下:</p><p>　　用Workspace畫出的圖</p><p>　　圖3-2 全橋變換器仿真波形</p

45、><p>　　使用Workspace作出負載兩端電壓的波形如圖3-2（b）所示，輸出電壓穩(wěn)定后的值為533.5V。</p><p>　?。?）輸入電壓為350V，占空比為0.25時，得到的仿真波形如圖3-3所示。</p><p>　　(b) 用Workspace畫出的負載兩端電壓波形圖</p><p>　　圖3-3 仿真波形圖</p&

46、gt;<p>　　使用Workspace作出負載兩端電壓的波形如圖3-3（b）所示，輸出電壓穩(wěn)定后的值為574.5V。</p><p>　　恒定占空比，L值不同時對輸出電壓的影響</p><p>　　輸入電壓為350V，占空比恒定為D=0.28時，L值分別取、和時，輸出電壓的波形如下圖所示。</p><p>　　圖3-4 L取時，輸出電壓波形<

47、/p><p>　　圖3-5 L取時，輸出電壓波形</p><p>　　圖3-6 L取時，輸出電壓波形</p><p>　　圖3-4、圖3-5和圖3-6分別給出了電感值為、、時，負載上得到的輸出電壓波形。比較可得：L取值越大，則電壓超調(diào)量越小，電壓紋波系數(shù)越小，但電壓建立需要的時間越長；反之，L值越小，則電壓建立需要的時間越短，但電壓超調(diào)量增大，電壓紋波系數(shù)也增大。當

48、L值過小時，系統(tǒng)不能維持CCM狀態(tài)。</p><p>　　基于以上的仿真結(jié)果分析，本設(shè)計電感L取值為。</p><p>　　RL取不同值時，輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)分析</p><p>　　輸入電壓為350V，占空比恒定為D=0.28，輸出電感時，RL取不同值時輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)如下圖所示。</p><p>　　圖3-7 RL=29Ω時，輸出電壓波形

49、</p><p>　　圖3-8 R=32Ω時，輸出電壓波形</p><p>　　圖3-9 R=36Ω時，輸出電壓波形</p><p>　　由上圖比較可知：RL取值越大，則電壓超調(diào)量大，電壓紋波系數(shù)越大，但電壓建立需要的時間越短；反之，RL值越小，則電壓建立需要的時間越長，但電壓超調(diào)量減小，電壓紋波系數(shù)也減小。</p><p>　　輸入電壓

50、不同時，輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)</p><p>　　當占空比恒定為D=0.25，輸出電感時，RL取30Ω時，輸入電壓取不同值時，輸出電壓波形分析如下。</p><p>　　圖3-10 輸入電壓為350V時的輸出波形</p><p>　　圖3-11 輸入電壓為370V時的輸出波形</p><p>　　圖3-12 輸入電壓為400V時的輸出波形&

51、lt;/p><p>　　4 DC/DC變換器控制方法研究</p><p>　　PWM控制方式在重載范圍內(nèi)具有轉(zhuǎn)換效率高、噪聲低和紋波小等優(yōu)點，成為目前的主流技術(shù)?；诿}寬調(diào)制(Pulse Width Modulation)控制的開關(guān)電源系統(tǒng)，功率開關(guān)的動作受一個頻率固定、且脈寬隨負載及輸入電壓值而變動的脈沖波所控制。即開關(guān)管導通的頻率固定，而每次的導通時間受負載和輸入電壓的控制。開關(guān)電源通過

52、調(diào)節(jié)占空比d達到維持輸出電壓的基本穩(wěn)定。</p><p>　　采用PWM控制方式的開關(guān)電源，其控制電路又分兩種：電壓模式(Voltage Mode)控制和電流模式(Current Mode)控制[19]。電壓控制模式僅利用輸出電壓作為反饋控制信號，系統(tǒng)中只存在一個電壓反饋環(huán)路；電流控制技術(shù)指同時采用電流和負載電壓作為控制信號，其中電感電流或負載電流反饋構(gòu)成內(nèi)環(huán)控制，而負載電壓反饋構(gòu)成外環(huán)控制，實現(xiàn)雙閉環(huán)控制。脈沖

53、頻率調(diào)帶1](Pulse Frequency Modulation)的開關(guān)電源系統(tǒng)和PWM系統(tǒng)都可采用CM控制，由于CM控制技術(shù)可在一個開關(guān)周期內(nèi)實現(xiàn)對負載電壓和電感電流(或負載電流)變化的響應(yīng)，它比VM控制技術(shù)具有更快的動態(tài)響應(yīng)和更優(yōu)越的電壓調(diào)整特性。本文僅討論采用CM控制技術(shù)的PWM開關(guān)電源，它具有動態(tài)響應(yīng)快、增益帶寬大、濾波電感小等優(yōu)點。峰值電流模式(Peak Current Mode)控制和平均電流模式(AverageCurre

54、nt Mode)控制是電流型PWM開關(guān)電源的兩種控制方式，ACM在PCM的基礎(chǔ)上發(fā)展而來。</p><p>　　全橋DC/DC變換電路可以看作兩個buck變換器的并聯(lián)，所以全橋DC/DC變換電路可簡化為如圖4-1所示的等效隔離型BUCK電路，系統(tǒng)的小信號模型可以簡化為一個平均電流模式控制的BUCK變換器。</p><p>　　圖4-1 全橋變換器的等效隔離型BUCK電路圖</p&g

55、t;<p>　　電壓控制型PWM開關(guān)電源</p><p>　　電壓控制型buck變換器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖4-2所示。它是一個單環(huán)自動調(diào)節(jié)系統(tǒng)，這種控制方式簡單，穩(wěn)定，易于設(shè)計，也可以保證很好的穩(wěn)壓精度[9]。</p><p>　　圖4-2 具有反饋環(huán)的buck變換器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖</p><p>　　工作過程如下：當控制電路輸出一個高電平后，功率開

56、關(guān)導通，主電路向輸入電源汲取能量；反之，功率開關(guān)斷開，停止向輸入電源汲取能量?？刂齐娐酚煽刂破?，PWM比較器，時鐘電路和觸發(fā)器組成。其中，控制器是由電壓采樣網(wǎng)絡(luò)和補償網(wǎng)絡(luò)組成，輸出電壓經(jīng)過電壓采樣網(wǎng)絡(luò)得到HV與參考電壓Vref比較后產(chǎn)生誤差信號Ve作為補償網(wǎng)絡(luò)的輸入。補償網(wǎng)絡(luò)的作用有兩個：（1）對這個誤差信號進行放大，為PWM比較器提供一個控制信號Vc(t)；（2）對系統(tǒng)進行適當?shù)姆群拖辔谎a償，滿足系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能指標。</

57、p><p>　　由圖4-2可推導出電壓控制型buck變換器控制系統(tǒng)閉環(huán)方框圖如圖4-3所示。</p><p>　　圖4-3 電壓控制型buck變換器控制系統(tǒng)閉環(huán)方框圖</p><p>　　4.2 峰值電流控制PWM開關(guān)電源</p><p>　　峰值電流控制模式是指用電壓控制器的輸出信號(ic(t))或Vcp(icRS)作為控制量，用開關(guān)管電流的

58、峰值 (is(t))作為反饋量。反饋量、控制量與功率級組成電流內(nèi)環(huán)的控制模式，其作用是使得開關(guān)管的電流峰值 (is(t))跟隨控制量(ic(t))變化。在峰值電流控制模式中占空比受多個變量—控制量，變換器中電感值，輸入電壓以及輸出電壓等諸多量的控制。因此，與平均電流控制模式相比更為復雜。</p><p>　　圖4-4給出了一個峰值電流控制型開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)原理框圖。窄脈沖時鐘信號與Rs觸發(fā)器的S端相連。當時鐘脈沖到來

59、時，使得觸發(fā)器置“1”，通過驅(qū)動電路令開關(guān)導通。當開關(guān)管導通后，續(xù)流二極管D1關(guān)斷。在此期間，開關(guān)管的電流is(t)等于電感電流iL(t)。在開關(guān)管導通期間，電感電流以斜率m1上升，它由電感L，輸入電壓Vg和輸出電壓V共同決定。當is(t)=ic(t)時，模擬比較器輸出為1，令RS觸發(fā)器置“0”，通過驅(qū)動電路關(guān)斷開關(guān)管，續(xù)流二極管D1導通，電感電流開始下降。</p><p>　　峰值電流控制模式的主要優(yōu)點是具有良

60、好的動態(tài)特性和減小或消除了橋式變換器和推挽變換器中變壓器的偏置（或飽和）問題。缺點是is(t)和ic(t)的抗干擾能力差，為了消除開關(guān)過程產(chǎn)生的減肥干擾，要對開關(guān)管的電流進行必要的濾波處理，人工斜坡補償技術(shù)也是消除噪音干擾的有效手段。</p><p>　　圖4-4 峰值電流控制型開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)原理框圖</p><p>　　4.3 平均電流模式全橋DC/DC變換器系統(tǒng)設(shè)計</p>

61、<p>　　在平均電流控制中，通常選取電感的電流作為反饋信號。由于電感電流中含有較大的直流分量，所以一般不使用電流互感器，通常采用直接串聯(lián)電阻或霍爾電流傳感器。圖4-5是平均電流控制模式的原理電路，采樣電阻RS兩端的電壓直接反映了電感電流的大小。</p><p>　　圖4-5 平均電流控制模式buck型變換器的原理電路</p><p>　　平均電流控制可通過在電流控制環(huán)路中

62、增加具有積分補償作用的電流控制器來實現(xiàn)，電流控制器又可稱為電流誤差放大器。在圖3-4中，CA及其外圍電容和電阻元件組成了單極點-單零點電流控制器。VA是電壓控制器。在每個開關(guān)周期，電流誤差放大器的同相輸入端電壓反映了平均電流設(shè)定值的大小，電流取樣電阻RS檢測到的電壓信號反映電感電流的實際值，并送入電流控制器的反相輸入端。C1用來產(chǎn)生高頻極點，增強電路對高頻噪聲的抑制能力；C2，R2及R1實現(xiàn)比例積分運算。反饋信號的交流成分經(jīng)電流控制器放

63、大后與PWM比較器的另一個輸入信號(鋸齒波VR)相比較產(chǎn)生占空比的增量。通過合適選取電路參數(shù)，可保證控制電路的穩(wěn)定性和快速性。</p><p>　　如圖4-6所示為平均電流型控制的原理電路圖?？刂齐娐钒瑑蓚€負反饋環(huán)路：內(nèi)環(huán)為由電流檢測放大器、電流調(diào)節(jié)器、占空比調(diào)制器和功率級組成</p><p>　　的電流控制環(huán)；外環(huán)則是包含了電阻分壓器、誤差放大器、電流調(diào)節(jié)器、占空比調(diào)制器和功率級的電壓

64、控制環(huán)。</p><p>　　圖4-6 平均電流模式PWM開關(guān)電源系統(tǒng)</p><p>　　比較圖4-4和圖4-6知，ACM與PCM的不同在于，ACM在電流環(huán)中引入了一個</p><p>　　高增益的電流誤差放大器。在每個開關(guān)周期，電流誤差放大器的同相輸入端電壓Vc反映了平均電流設(shè)定值的大小，電流取樣電阻R。檢測到的電壓信號反映電感電流的實際值，并送入電流調(diào)節(jié)器的

65、反相輸入端。CcLl用來產(chǎn)生高頻極點，增強電路對高頻噪聲的抑制能力；CcL2、RcL2及RcLl實現(xiàn)比例積分運算。通過合適選取電路參數(shù)，可保證控制電路的穩(wěn)定性和快速性。與PCM技術(shù)比，ACM控制有許多優(yōu)點,它具有高增益的電流放大器，平均電流可以精確的跟蹤電流設(shè)定值；噪聲抑制能力強：無需斜坡補償，在開關(guān)頻率附近限定電流環(huán)路增益即可使系統(tǒng)穩(wěn)定：可用在任意電路拓撲上。</p><p>　　在平均電流控制模式中，電流補償

66、網(wǎng)絡(luò)輸出電壓Vca的最大值超過鋸齒波的峰值Vr時出現(xiàn)阻塞現(xiàn)象或電流補償網(wǎng)絡(luò)輸出電壓的波形不與鋸齒波相交，導致諧波瞬態(tài)不穩(wěn)定。為了避免上述問題，需要要求PWM比較器的兩個輸入信號的斜率滿足斜坡匹配標準，即被放大的電感電流的下降斜率不能超過鋸齒波的上升斜率，否則PWM比較器將不能正常工作。</p><p>　　4.4 雙環(huán)開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)的等效分析法</p><p>　　平均電流控制模式是一個高

67、階復雜網(wǎng)絡(luò)，需采用合適的分析方法，使設(shè)計更方便，本文采用雙環(huán)等效分析方法，具體實現(xiàn)如下：先設(shè)計電流環(huán)，設(shè)計電流環(huán)的截止頻率要大于電壓環(huán)的截止頻率，之后，將電流環(huán)與負載看成一個新的等效功率級，作為電壓環(huán)的控制對象，再設(shè)計電壓控制環(huán)，電壓環(huán)的截止頻率就是系統(tǒng)的截止頻率。其等效功率級電路和等效單環(huán)系統(tǒng)如圖4-7和圖4-8所示。</p><p>　　圖4-7 雙環(huán)控制系統(tǒng)的等效功率級電路</p><

68、p>　　圖4-8 等效的單環(huán)系統(tǒng)</p><p>　　4.4.1 電流控制器及設(shè)計</p><p>　　由3.7節(jié)仿真結(jié)果可知輸出電壓，電流的紋波都滿足要求，但是電壓電流的穩(wěn)定值不滿足要求且超調(diào)量較大。為了使控制對象的輸出電壓保持穩(wěn)定，需要引入一個負反饋環(huán)。一般說來，只要使用一個高增益的反相放大器，就可以達到是控制對象輸出電壓穩(wěn)定的目的，但就一個實際系統(tǒng)而言，對于負載的突變，輸入

69、電壓的突升或突降，高頻干擾等不同的情況，需要系統(tǒng)能夠穩(wěn)，準，快地做出合適的調(diào)節(jié)，這樣就需要設(shè)計出合理的控制器，用控制器來改造控制對象的特性。</p><p>　　參考資料[12]可知，常見的補償網(wǎng)絡(luò)有單極點，具有增益限制的單極點，單極點-單零點，雙極點-雙零點四種，對于雙重極點控制對象，其合適的補償網(wǎng)絡(luò)有單極點和雙極點-雙零點兩種。</p><p>　　電流控制器由運放和電阻電容網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，

70、本文選用單極點-單零點補償網(wǎng)絡(luò)作為電流控制器，圖4-9給出了增設(shè)單極點-單零點的PI網(wǎng)絡(luò)電路圖。 </p><p>　　圖4-9 單極點-單零點補償網(wǎng)絡(luò)</p><p>　　由圖可得，它獨立作用時的傳遞函數(shù):</p><p><b>　　式中，</b></p><p><b>　　中頻段的增益：</b

71、></p><p>　　1、電流環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數(shù)</p><p>　　在平均電流控制技術(shù)中，電流環(huán)的穩(wěn)定性通過限定電流調(diào)節(jié)器的中頻增益大小獲得，電壓環(huán)的穩(wěn)定性由電壓調(diào)節(jié)器引入合適的零、極點獲得。斜坡信號僅用于產(chǎn)生變化的占空比信號，而不是為使系統(tǒng)穩(wěn)定而引入的電流補償斜率，這一點類似于VM控制技術(shù)，即斜坡信號的斜率與系統(tǒng)穩(wěn)定性無關(guān)。因此，在采用ACM控制的PWM系統(tǒng)中，斜坡信號斜率的選擇

72、比較自由。斜坡信號的頻率等于開關(guān)頻率，為100kHz。選擇斜坡幅值選擇時，只要保證其值在PWM比較器允許的輸入電壓范圍內(nèi)即可，本設(shè)計選取VM=5V，則斜坡信號斜率。</p><p>　　調(diào)節(jié)器中頻增益的大小避免系統(tǒng)發(fā)生次諧波振蕩，從而保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在開關(guān)管關(guān)斷的時段內(nèi)，電感電流以速率/L線性下降，由于電流調(diào)節(jié)器的反相端輸入信號也為線性下降，則電流調(diào)節(jié)器的輸出信號是上升的。設(shè)上升速率為，斜坡信號以斜率線性上升。

73、為避免發(fā)生次諧波振蕩，此時應(yīng)保持即，即</p><p>　　則變換器電流補償網(wǎng)絡(luò)的最大增益為</p><p><b>　　=</b></p><p>　　低頻零點設(shè)置于截止頻率前，高頻極點設(shè)置在截止頻率之后，保證頻帶寬度。</p><p>　　低頻零宜設(shè)置在的十分頻以內(nèi)，即</p><p>　　高

74、頻極點宜設(shè)置在頻率以外，即</p><p><b>　　取，。</b></p><p>　　則電流環(huán)路補償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)為 </p><p>　　將高頻極點設(shè)置在開關(guān)頻率處，則補償網(wǎng)絡(luò)的增益</p><p>　　一般應(yīng)保證電阻值在幾至幾十千歐。取，由上式可計算得出，，。</p><p>　　設(shè)定電流

75、調(diào)節(jié)器參數(shù)后，用MATLAB軟件仿真得電流環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數(shù)Bode圖如圖4-10所示。</p><p>　　圖4-10 電流環(huán)路增益?zhèn)鬟f函數(shù)的頻率特性</p><p>　　在電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計過程中，避免開關(guān)電源產(chǎn)生次諧波振蕩，保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性是第一位的。在此前提下，應(yīng)盡可能獲得比較寬的電流環(huán)路增益的截止頻率。以及盡可能提高電流環(huán)路在低頻段的增益。</p><p>

76、　　為了便于推導由電流補償網(wǎng)絡(luò)的輸出到電流采樣電阻兩端電壓的小信號傳遞函數(shù)，在上述假定條件下，由統(tǒng)一小信號模型以及電流控制環(huán)可以得到等效電路如圖4-11所示。</p><p>　　圖4-11 補償網(wǎng)絡(luò)等效小信號模型</p><p>　　PWM調(diào)制器的傳遞函數(shù)為</p><p><b>　　補償前的傳遞函數(shù)</b></p><

77、;p>　　可得到電流控制換的開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p>　　用MATLAB仿真電流控制換的開環(huán)傳遞函數(shù)得到電流補償后，電流環(huán)頻率特性如圖4-12所示。由圖可知穿越頻率為32.9KHz,相位裕量為63度，開環(huán)是穩(wěn)定的。</p><p>　　圖4-12 變換器電流控制開環(huán)傳遞函數(shù)的頻率特性</p><p>　　4.4.2 等效功率級設(shè)計</p>

78、<p>　　在設(shè)計電壓控制器時整個控制環(huán)可視為控制對象的一個環(huán)節(jié)，所以求取電流控制環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)是一個關(guān)鍵問題。電流環(huán)閉環(huán)方框圖如圖4-13所示。</p><p>　　圖4-13 電流環(huán)閉環(huán)框圖</p><p>　　設(shè)電流采樣網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為。如果電流采樣器為電阻，則傳遞函數(shù)。</p><p><b>　　功率級的傳遞函數(shù)為</b&

79、gt;</p><p>　　由圖3-11得到電流控制環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p>　　根據(jù)參考文獻[20]，采用雙極點模型近似逼近：</p><p>　　用MATLAB軟件仿真得到閉環(huán)頻率特性如圖4-14所示。由圖可知電流閉環(huán)控制系統(tǒng)的穿越頻率為41KHz，相角裕度為55度，電流閉環(huán)系統(tǒng)是穩(wěn)定的。</p><p>　　圖4-14 閉環(huán)

80、頻率特性</p><p>　　等效功率級是由電流控制環(huán)及其負載組成，其框圖如圖4-15所。</p><p>　　圖4-15 等效功率級</p><p>　　電流控制環(huán)的負載是由輸出電容和負載組成的網(wǎng)絡(luò)，如圖4-16所示，輸出濾波電容的等效串聯(lián)電阻，由上節(jié)3.3可知。C為輸出濾波電容，R為負載。</p><p>　　圖4-16 等效負載&l

81、t;/p><p><b>　　的表達式為</b></p><p><b>　　式中：；。</b></p><p><b>　　代入數(shù)據(jù)解得</b></p><p>　　則等效功率級的傳遞函數(shù)為</p><p>　　用MATLAB軟件仿真得等效功率級的幅頻特性

82、如圖4-17所示。由圖可知等效功率級是不穩(wěn)定的，要合理設(shè)置電壓調(diào)節(jié)器后才能獲得穩(wěn)定的特性。</p><p>　　圖4-17 等效功率級的幅頻特性</p><p>　　4.4.3 電壓控制器的設(shè)計</p><p>　　因為等效功率級具有3個極點和一個零點，需增加兩零點抵消相應(yīng)的極點，用圖4-18所示的雙極點-雙零點的PI補償網(wǎng)絡(luò)作為設(shè)計的電壓控制器。</p&

83、gt;<p>　　圖4-18 雙極點-雙零點補償網(wǎng)絡(luò)</p><p>　　補償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為</p><p><b>　　式中，，，，</b></p><p>　　令第一個極點抵消等效功率的ESR零點，則有 ；</p><p><b>　　設(shè)置第一個零點</b></p>

84、<p>　　在上述兩個條件下的開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p>　　令第二個零點抵消電流環(huán)的一個極點，;</p><p>　　為了減小第二個極點的影響，令。這樣還可以增加高頻段的衰減率。</p><p>　　利用控制對象在穿越頻率處的開環(huán)傳遞函數(shù)的幅值為1，則</p><p><b>　　解得</b><

85、/p><p>　　根據(jù)以上設(shè)計可得, ， ， ,</p><p>　　假設(shè)，代入上面式中可得，，，。</p><p>　　在以上設(shè)計的基礎(chǔ)上，開環(huán)傳遞函數(shù)為</p><p>　　將這些數(shù)據(jù)和其他的相應(yīng)數(shù)據(jù)帶入開環(huán)傳遞函數(shù)，得</p><p>　　圖4-19 開環(huán)傳遞函數(shù)的仿真結(jié)果圖</p><p&g

86、t;　　用MATLAB對上式進行數(shù)值仿真，仿真結(jié)果如圖4-19所示。由圖可見：</p><p>　?。?）在低頻段，幅頻特性的下降斜率為-20dB/dec，系統(tǒng)的靜態(tài)誤差等于零。</p><p>　?。?）在中頻段，幅頻特性以-20dB/dec斜率下降并穿越0dB線的頻段。因為中頻段的寬度h與系統(tǒng)的動態(tài)穩(wěn)定性密切相關(guān)。寬度h愈大，相位裕度愈大。穿越頻率ωc與系統(tǒng)的上升時間，調(diào)節(jié)時間以及超調(diào)

87、量等動態(tài)性能指標密切相關(guān)。穿越頻率愈大，系統(tǒng)響應(yīng)速度愈快但超調(diào)量愈大。另外，對于開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)，過高的穿越頻率可能導致高頻開關(guān)頻率及其諧波和寄生振蕩引起的高頻分量得不到有效的抑制。因此，在理想的中頻段特性中，需要加一個以-40dB/dec斜率下降的頻段，達到降低中頻段增益以限制過高的穿越頻率。圖3-18所示的中頻段幅頻特性滿足上述要求，系統(tǒng)有足夠的相頻裕度，所以電壓控制環(huán)一定是穩(wěn)定的。</p><p>　　（3）在

88、高頻段，幅頻特性的下降斜率大于或等于-40dB/dec，系統(tǒng)具有較強的抗干擾能力。</p><p>　　4.5 PID算法實現(xiàn)與仿真</p><p>　　近些年里，PID 調(diào)節(jié)控制技術(shù)已經(jīng)成為了工業(yè)系統(tǒng)中最通用的控制方法，通過利用 PID 控制技術(shù)，可以很容易的控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能和暫態(tài)性能，并達到穩(wěn)定運行的要求，而且它的算法較為簡單、易于實現(xiàn)、系統(tǒng)可靠性高，即根據(jù)系統(tǒng)的誤差,利用比例、積

89、分、微分計算出控制量進行控制的[14]。</p><p>　　目前，很多 PID 控制器的參數(shù)都是通過經(jīng)驗法設(shè)計后，在實際調(diào)試進行最后的參數(shù)整定；或是通過不斷的試湊去設(shè)計 PID 控制器的參數(shù)。因此，按這些方法設(shè)計出的 PID 控制器并沒有與控制系統(tǒng)建立直接算數(shù)關(guān)系，其參數(shù)的選擇具有相當?shù)木窒扌裕谔囟ǖ沫h(huán)境下，PID 控制器不能起到良好的控制調(diào)節(jié)作用。對于這種情況，我們可以用極點配置的方法進行 PID 控制器的

90、設(shè)計，設(shè)計出一個 PI 調(diào)節(jié)器，這種方法在可以通過簡易的算法來良好的控制輸出波形，是一種被逆變器工業(yè)產(chǎn)品所廣泛采用的一種調(diào)節(jié)方法。</p><p>　　4.5.1 PID各控制環(huán)節(jié)的作用</p><p>　　PID 控制器各控制環(huán)節(jié)的作用如下：</p><p>　　(1) 比例(P)控制</p><p>　　比例控制是一種最簡單的控制方式,

91、代表了現(xiàn)在的系統(tǒng)信息，反映了系統(tǒng)的輸出信號與輸入誤差信號 e (t ) 成比例的關(guān)系。若系統(tǒng)產(chǎn)生誤差，比例控制器可以立即校正偏差，使控制過程反應(yīng)迅速。</p><p>　　(2) 積分(I)控制</p><p>　　積分控制代表了過去的系統(tǒng)信息，反映了系統(tǒng)的輸出信號與輸入誤差信號 e (t )的積分成正比關(guān)系。在一個自動控制系統(tǒng)中,若系統(tǒng)在進入穩(wěn)態(tài)后，穩(wěn)態(tài)誤差仍然存在,則稱這個控制系統(tǒng)是有

92、差系統(tǒng)。為使控制系統(tǒng)的控制特性良好，使有差系統(tǒng)變?yōu)闊o差系統(tǒng), 必須在控制器中引入積分控制環(huán)節(jié)，用來消除穩(wěn)態(tài)誤差，改善系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)特性。</p><p>　　(3) 微分(D)控制</p><p>　　微分控制代表了未來的系統(tǒng)信息,反映了系統(tǒng)的輸出與輸入誤差信號 e (t ) 的微分成正比關(guān)系。由于自動控制系統(tǒng)中存在的慣性環(huán)節(jié),會抑制誤差,使慣性環(huán)節(jié)的變化 總是落后于誤差的變化。解決的辦法是在

93、控制器中加入微分控制環(huán)節(jié),這樣可以預測誤差的變化，從而提前使抑制誤差的作用等于零,甚至為負值,克服了振蕩，減小了被控量的超調(diào)。因此對具有慣性環(huán)節(jié)或滯后的被控對象的情況,正確的利用微分控制器能有效地提高系統(tǒng)在調(diào)節(jié)過程中的穩(wěn)定性，加快系統(tǒng)的過渡過程。</p><p>　　4.5.2 PI參數(shù)設(shè)計與調(diào)整</p><p>　　在各類工業(yè)產(chǎn)品的設(shè)計中，PI 調(diào)節(jié)器被廣泛的用于各閉環(huán)控制系統(tǒng)，相較

94、PID調(diào)節(jié)器，PI 調(diào)節(jié)器在良好的完成誤差反饋校正的同時，可以保證系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差進一步減小，直到等于零，而且在數(shù)字控制系統(tǒng)中算法比較容易實現(xiàn)，方便程序調(diào)節(jié)。本課題的閉環(huán)控制系統(tǒng)采用比例積分(PI)調(diào)節(jié)器,可以使系統(tǒng)在進入穩(wěn)態(tài)后無穩(wěn)態(tài)誤差。</p><p>　　在參數(shù)設(shè)計中，極點所含有的三個變量對系統(tǒng)控制的影響十分明顯，自然頻率ωn 、阻尼比ζ 、正常數(shù) n。它們對系統(tǒng)控制的影響為：輸出電壓穩(wěn)態(tài)誤差隨著ωn 變大、

95、ζ 變大而減小，且ωn 影響明顯，而 n 影響不大；系統(tǒng)對負載擾動抑制能力隨著ωn 變大、n 變大、ζ 變大而增強，ωn 、ζ 影響明顯[39]。</p><p>　　對于電流控制環(huán)，由4.4可得 PI 控制器的傳遞函數(shù)為：</p><p>　　由圖4-10可知，該傳遞函數(shù)的穿越頻率為，根據(jù)自動控制原理所學知識可知，其等效傳遞函數(shù)為，可得出控制系統(tǒng)的 PI 參數(shù)為： </p>

96、<p><b>　　,。</b></p><p><b>　　5 MPPT控制</b></p><p>　　6 系統(tǒng)建模與仿真</p><p>　　在MATLAB上對整個系統(tǒng)進行建模，電路連接圖如下：</p><p><b>　　6.2 仿真結(jié)果</b>&l

97、t;/p><p><b>　　7 結(jié)論</b></p><p><b>　　文獻翻譯</b></p><p><b>　　文獻翻譯見附件</b></p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1]林飛,杜欣.電力

98、電子應(yīng)用技術(shù)的MATLAB仿真.北京:中國電力出版社,2008</p><p>　　[2]林渭勛.現(xiàn)代電力電子電路.杭州:浙江大學出版社，2002</p><p>　　[3]陳堅.電力電子學—電力電子變換和控制技術(shù).北京:高等教育出版社，2002</p><p>　　[4]辛尹波，陳文清.開關(guān)電源基礎(chǔ)與應(yīng)用.西安:西安電子科技大學出版社，2009</p>

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104、陽能系統(tǒng)用鉛酸蓄電池綜述[J]．蓄電池，2009，（2）：51-57．</p><p>　　[18] 侯振義.直流開關(guān)電源技術(shù)及應(yīng)用.北京：電子工業(yè)出版社，2006</p><p>　　[19] 王創(chuàng)社,樂開端,譚玉山.開關(guān)電源兩種控制模式的分析與比較電力電子技術(shù)[J].1998.3:78-81</p><p>　　[20] 張衛(wèi)平.開關(guān)變換器的建模與控制[D].北

105、京:中國電力出版社,2005</p><p>　　[21] 胡壽松.自動控制原理[D].北京:中國電力出版社,2001</p><p><b>　　附件</b></p><p><b>　　英語原文</b></p><p>　　連續(xù)過程中的PID控制簡介</p><p>　　

106、一個連續(xù)的過程是指輸出是一個連續(xù)的流程。例如一個化學過程，一個汽油的提煉過程或者一個能連續(xù)輸出成卷紙的造紙過程。這些連續(xù)系統(tǒng)的過程控制不能通過PLC離散控制足夠快的完成。而且通過PLC離散控制整定的模擬PLC控制也不是足夠高效和快速的。連續(xù)過程中常用的控制系統(tǒng)是PID控制。PID控制能通過機械的、氣動的、水力的或電動的控制系統(tǒng)來完成，也可以通過PLCs來完成。PID控制能高效的完成過程控制，一些中等型號和所有大型號的PLCs都有PID控

107、制功能。在這一章，我們介紹PID控制的基本原理。然后通過典型的瞬態(tài)響應(yīng)曲線來分析PID控制的高效性，介紹一些典型的閉環(huán)控制和PID功能。閉環(huán)控制和PID控制能根據(jù)不同廠商的需求替換使用。事實上，一些閉環(huán)控制并不是嚴格意義上的PID控制類型。但是，我們可以假設(shè)它們是相同的。</p><p><b>　　PID控制原理</b></p><p>　　PID控制是連續(xù)過程中有

108、效的控制系統(tǒng)，它主要執(zhí)行兩個控制任務(wù)。當受控對象的輸入發(fā)生變化而可能導致輸出偏離期望值時，PID控制能使輸出始終保持穩(wěn)定。其次，PID控制系統(tǒng)能快速、準確的使系統(tǒng)從一個穩(wěn)定狀態(tài)轉(zhuǎn)換到另一個穩(wěn)定狀態(tài)。在此前提下，我們詳細討論PID控制系統(tǒng)三個組成部分的特點：比例環(huán)節(jié)、積分環(huán)節(jié)和微分環(huán)節(jié)。</p><p>　　比例環(huán)節(jié)是一個能成比例地反映控制系統(tǒng)的偏差信號，并能校正系統(tǒng)偏差的控制系統(tǒng)。例如,假設(shè)一個流動系統(tǒng)的流速是5

109、75立方尺每分鐘，如果這個流速上升到580立方尺每分鐘，通過加一個矯正信號到控制系統(tǒng)的阻尼器來使流速減小到575CFM。如果這流速莫名的上升到585CFM,產(chǎn)生兩倍的偏差，這個補償網(wǎng)絡(luò)上就得加上四倍的矯正信號。這個大的矯正信號理論上給一個快速的反饋到575CFM。事實上，這個快速矯正系統(tǒng)是不精確的。例如，在這個校正系統(tǒng)最后，得到的新的穩(wěn)定值是576.5CFM,而不是575CFM。比例環(huán)節(jié)通常不能單獨有效的使用，會導致偏差。</p&

110、gt;<p>　　為了使系統(tǒng)能恢復到原始穩(wěn)定值，就需要引進積分環(huán)節(jié)。積分環(huán)節(jié)也不能單獨使用。像上面所說，如果只有積分環(huán)節(jié)，我們會得到一個偏離原始值的錯誤輸出。我們最后得到的輸出是576.5CFM,而不是575CFM。積分環(huán)節(jié)檢測到誤差值0.5CFM和偏差持續(xù)的時間，產(chǎn)生一個信號，然后將這個信號反饋得到原始的期望值。積分控制信號能和比例控制信號同時使用。在控制系統(tǒng)里，積分環(huán)節(jié)減小了因輸出偏差引起的誤差信號。然后，經(jīng)過一點時間