2012年--外文翻譯--高效非變壓光電能量轉換器（譯文）

1、<p>　　中文4137字,2980單詞，15800英文字符</p><p>　　出處：Power Electronics, Electrical Drives, Automation and Motion (SPEEDAM), 2012 International Symposium on. IEEE, 2012: 93-98</p><p>　　高效非變壓光電能量轉換器<

2、;/p><p>　　M. C. Poliseno, R. A. Mastromauro, M. Liserre, A. Dell’Aquila</p><p>　　摘要：無變壓器的光電（PV）逆變器與通過一個提供電流隔離的變壓器連接到電網的逆變器相比具有更高的效率。然而，如果變壓器被省略，所產生的共模電壓通過光伏陣列的寄生電容極大地影響到地面的泄漏電流。因此，應適當設計兩個功率級和轉換器的調制

3、策略，旨在避免泄漏電流，同時保證由國家電網標準要求的高效率和無功功率處理能力。在本文中，對三單相無變壓器的逆變器拓撲結構進行分析：高效可靠的逆變器概念轉換器（HERIC），最近出版的拓撲結構基于將降壓轉換器和最近修改的專利中性點鉗位變流器（NPC）在MOSFET的優(yōu)化使用結合在一起。模擬結果可用于顯示：電流波形，無功功率處理能力，效率和產生的共模電壓。</p><p>　　索引詞：光電無變壓器轉換器，效率，泄漏電

4、流，共模電壓</p><p><b>　　前言</b></p><p>　　可再生能源，特別是光電（PV）起源由于其特定的價格在近年來發(fā)展迅速。</p><p>　　全橋（FB）逆變器被PV的光伏并網應用廣泛采用，但隨著對提高效率和降低制造成本需求導致了新的創(chuàng)新拓撲結構產生[1]。正如指出，增加效率的主要方法是淘汰變壓器。在這種情況下，由于沒有

5、電流隔離導致泄漏電流，這是由PV面板產生的與地面的電容耦合。因此，無變壓器的結構需要更復雜的解決方案，通常產生新的拓撲結構以保持在控制范圍內泄露電流和DC電流的注入，以符合安全問題。本文的目的是比較分析一些新的PV無變壓器的轉換器的效果。在第二部分中描述三種拓撲結構，它們的泄漏電流，接地電壓，效率和無功功率處理容量的模擬結果在第三部分描述。</p><p>　　無變壓器的光電轉換器的拓撲結構</p>

6、<p>　　在下面描述三種變流器的拓撲結構：第一種在生產光伏逆變器中效果最好，其他兩種是最近剛發(fā)表或注冊專利的新興拓撲結構。</p><p><b>　　HERIC拓撲結構</b></p><p>　　所謂的“高效可靠的逆變器概念”（HERIC），由Sunways的商業(yè)化的拓撲結構，直接源于全橋轉換器，在其中一個旁路支路由兩個緊接的IGBTs電網頻率的操作

7、裝置被添加在AC側。HERIC的電路圖如圖一所示，Cin是直流連接電容器，Lfi和Lfg分別在轉換器和輸電網處的輸出濾波電感器，Cf濾波電容器。旁路分支有兩個重要功能：將光伏陣列與輸電網解耦連（用AC解耦連的方法），避免高頻電壓組分通過，避免濾波電感器與Cin在零電壓狀態(tài)時的無功功率轉換，從而提高效率[2]。</p><p>　　轉化器如下操作（見表I）：在正半周期S +過程中保持連接，而S1和S4在開關頻率時整

8、流以便產生活動向量和零矢量。當活動向量出現時（S1和S4打開），電流由PV面板流向輸電網，相反，產生零向量時，S1和S4閉合，電流流向S+和D-這就是單向狀態(tài)。另一方面，當產生負電流時，S+閉合，S-打開，但是S3和S2在切換頻率時整流。這就意味著當S3和S2打開時，出現活動向量，因此，電流由PV面板流向負載。當S3和S2閉合時，在負載中出現零電壓，電流流過S-和D+。</p><p>　　當提到經典的全橋轉換器

9、，HERIC轉換器實現了單極輸出電壓與整流的具有相同的頻率。而且，在光伏陣列的直流電終端沒有大的波動，因此，泄漏電流是極小的。</p><p>　　在表I中列出的調整狀態(tài)不提供無功功率的處理能力，因為這種拓撲結構由S +的雙向開關和S-不被控制，以被同時導通時，因此電流只能在由當前打開ON開關定義方向上流動。修改逆變器的切換策略才可以將無功功率注入到電網[2]。</p><p>　　B.

10、Araujo拓撲結構</p><p>　　轉換器的操作基本原理稱為“阿勞霍拓撲結構”[3]，它依賴于兩個并聯(lián)的降壓轉換器，調整整流正弦電流，運用相反的極性連接到所述負載的輸出（圖2）。</p><p>　　阿勞霍拓撲結構可能的導電狀態(tài)在圖二中描述。兩個電路的負半波由高頻開關參考正弦曲線調整S1，而S4仍然開啟。當S1失效以后，二極管D1提供電流的慣性滑行途徑，同時，光伏陣列的能量儲存在直流

11、連接的電容器中。相似的，高頻開關S2的正半波，S3被激活。慣性滑行通過D2產生。此外，D3和D4是二極管箝位器來保護位于輸電網側的開關應對可能的電壓瞬變。應增加低頻開關（等于30微秒@10 kHz的開關頻率）信號之間的不工作區(qū)，以避免電網短路。特別是，不像其他逆變器其中兩個濾波電感始終處于活動狀態(tài)，在這種拓撲結構中，在關閉相應的低頻之前電感開關之前感應器中電流必須等于零，使整個開關不會產生過電壓。</p><p>

12、;　　第一個優(yōu)點是在每種條件下與一個高頻開關（S1或S2）工作的可能性，顯著減小開關損耗，而S3和S4電壓應力等于電網電壓和僅在電網頻率操作，減少了傳導損失。由于光伏陣列的正極端子無論直接連接到正半波和到中立在負半波，與地面不存在高頻振蕩，因此避免漏電流。</p><p>　　然而，用這種轉換器不能處理無功功率。</p><p>　　C. NPC拓撲結構解耦MOSFETs</p>

13、;<p>　　為了增加轉換器的效率，需要采用開關損耗低，反并聯(lián)或穿過每個晶體管的恢復性能號的續(xù)流二極管。MOSFETs通常可以允許快速切換，但內部的反并聯(lián)二極管體的恢復性能較差。這種二極管可以導電，即使當前另一個電流路徑是可用的，諸如并行連接的續(xù)流二極管。當一個MOSFET開關關掉時，電流可以從MOSFET的傳輸通道進入體二極管中，同時，當控制MOSFET接通，導通期間儲存在體內二極管恢復電荷被清除。體二極管的突然反向恢復

14、會引起較高的開關損耗和高頻振蕩，這對組件產生高應力并產生噪聲和電磁干擾等有關問題。為了彌補這種缺陷，使用的MOSFET逆變器傳統(tǒng)設計需要添加兩個系列和續(xù)流的超快速二極管。加入這些二極管顯著增加了逆變器設計的成本并增加了傳導損耗。由于這些原因當逆變器在高于100至200 VDC電壓下工作時，IGBT是一個更實際的選擇。IGBT通常比MOSFET開關性能較差，但快速恢復時需要較少的二極管，因為內部存在的IGBT串聯(lián)二極管允許設計人員使用一個

15、二極管添加到慣性滑行路徑中。IGBTs的使用能夠降低設計成本但是當高頻時降低轉換器的效率。</p><p>　　此外，開發(fā)可以處理無功功率的高效逆變器拓撲結構， MOSFET內部的二極管在處理無功功率時會造成很高的反向恢復損失。</p><p>　　因此，有必要提供一種逆變器的電源模塊有效地控制和減少MOSFET中體二極管的影響。尤其是，尋求減少EMI不良效應和由體二極管功率引起的損耗的方

16、法。</p><p>　　在橋或中性點鉗位（NPC）的配置中禁用的成分，可包括一個旁路二極管，用于提供一種可替代的無功負載電流或將MOSFET從無功負載中解耦連的電感器傳導通路。當通過電感器去耦MOSFET，同時，對反向路徑中的旁路二極管也是有利的。</p><p>　　基于這些原理的逆變器拓撲如圖3所示。這就是所謂的“NPC逆變器解耦輸出和MOSFET所有開關”??并且可達到的轉換效率最

17、高值[4]。本發(fā)明通過阻止流動在逆變器的MOSFET的內部體二極管電路的顯著電流最小化體二極管的影響。這就保證在每個切換循環(huán)中最低的體二極管反向恢復效應。</p><p>　　這種拓撲結構來自著名的NPC，因此與PWM方案十分相似，通過激活MOS1和MOS2，在輸電網處激活MOS3和MOS4而獲得三相輸出電壓。特別是，MOS1及MOS3在正半波期間打開，同時MOS2和MOS4在負半波和電流的反向流動由四個二極管介

18、導，分別是D1-D3和D2-D4（見表III）。此外，該無功功率由二極管D3和D4負責，它們采用硅管以達到反向傳導的最高效率[5]。</p><p><b>　　模擬結果</b></p><p>　　為了將轉換器在泄漏電流，效率，無功功率的處理能力等方面的效果進行比較，上述的拓撲結構經過由PLECS工具箱（在模擬環(huán)境中模擬電路）開發(fā)的模擬實驗的檢測。模擬參數在表IV中

19、。光電轉換器的模型在以下組成部分熱模型的基礎上發(fā)展起來的：600V的TrenchStop IGBT,650V的CoolMOS?功率晶體管，600V的三代thinQ!TM碳化硅肖特基二極管和1200V的thinQ!TM碳化硅肖特基二極管。SiC二極管用于保證接近零的反向恢復電流，因為它允許減少開關損耗。</p><p>　　A.HERIC拓撲結構</p><p>　　引入HERIC逆變器是對

20、全橋的修正，運用“交流去耦”技術以提供高效率和恒定的共模電壓。逆變器的輸出電壓具有三個水平與負載電流紋波，如圖4所示，雖然電流脈動的頻率等于開關頻率,是非常小的。</p><p>　　如已經提到的，HERIC拓撲結構不產生變化的共模電壓，在零電壓狀態(tài)下，逆變器的輸出發(fā)生短路時光電逆變器與輸電網斷開。這種分離確保了共模電壓作用在光伏陣列的寄生電容不隨時間而改變，因此將通過光伏陣列的寄生電容而產生的泄漏電流維持在非常

21、低的值。如圖5所示，在直流連接的直流終端和地面之間只是正弦曲線形狀，因此其光譜不含有高頻內容。</p><p>　　HERIC拓撲結構，顧名思義，在整個工作范圍內具有非常高的轉換效率（表V），由于其雙向開關由主頻率控制。</p><p>　　B. ARAUJO拓撲結構</p><p>　　阿勞霍逆變器具有很高效率（表Ⅵ）和低的開關損耗，由于在其他電路中有限數量的半導

22、體組件，如HERIC拓撲結構。另外，在這種情況下，所獲得的輸出電壓具有三個水平，負載電流的紋波（圖6）大于HERIC逆變器，從而導致整個濾波器更高的損失。這種應用的調制策略導致為了避免電網短路的低頻信號之間產生小的死角。如圖7和8所示，在關閉各自的低頻開關之前并且無過電壓流經開關時，經過電感器的電流等于零（請考慮L1和L2分別代表上部和下部導線）。由于光伏陣列到地面的電壓如圖9所示的波形，因此漏電流不會達到最高值。</p>

23、<p>　　C. NPC拓撲和MOSFETs解耦輸出</p><p>　　與以往使用IGBTs的逆變器相比，通過檢測證明NPC逆變器解耦輸出和MOSFETs所獲得的結果在很大程度上反映其優(yōu)異的性能。經典的NPC逆變器允許到達很高效率，因為開關損耗減少，外部開關的額定電壓可降低到Vin/ 4和一條通路以較低的頻率控制[6]。NPC逆變器解耦輸出和MOSFET提高經典NPC的性能，與無功功率處理能力相結合

24、。如圖VII所示，轉化效率達到最高值，在30%額定負載時高達99.13%。如圖10所示，負載電流具有比其他兩種拓撲結構的高次諧波失真。此外，如圖11所示，當電壓VPE常數等于Vin/2時，泄漏電流會很小。模擬結果與預期不是很符合，因為Plecs沒有精確地將MOSFET內部的二極管和它們差的恢復性能納入考慮。</p><p>　　通過模擬“Altium Designer”拓撲結構得到了更好的預期結果：在這種情況下，

25、有必要使用Spice模型的每個電子部件。在這種模型中先進的操作功能可以以參數設定。</p><p>　　為了比較光伏逆變器z的整體效率，通過計算兩個加權值即European efficiency (μEU) 和 Californian efficiency (μCEC),</p><p>　　其中μi%表示在其額定功率下逆變器效率的百分比[7]。不同的操作點檢測所有提到的拓撲結構，可以通過

26、計算它們European and Californian效率，見表VIII。</p><p>　　應當注意到，在制定未來國家電網準則時，無功功率處理能力可以成為其中一個最重要的參數。所有提及的拓撲結構除Araujo均符合這個特點如表VIII。</p><p>　　數據12在不同功率級比較三種拓撲結構的效率。</p><p><b>　　結論</b&g

27、t;</p><p>　　在本文中，高效可靠的逆變器概念轉換器（HERIC）是最近剛發(fā)表的拓撲結構。它將降壓轉換器（ARAUJO拓撲）和最近注冊專利的對MOSFET的使用優(yōu)化的中性點鉗位變流器（NPC）融合。在輸出共模電壓，效率和無功功率處理能力方面進行討論和比較。HERIC拓撲結構比阿勞霍拓撲結構在無變壓器的光伏應用展示更高的效率和更低的泄漏電流。由于將MOSFETS代替IGBTs，NPC拓撲結構的解耦聯(lián)輸出與