電力電子技術(shù)課程設(shè)計報告---混合型多電平逆變器電路設(shè)計

1、<p><b>　　目　錄</b></p><p><b>　　一、引言3</b></p><p><b>　　二、設(shè)計任務(wù)6</b></p><p><b>　?。ㄒ唬┰O(shè)計任務(wù)6</b></p><p><b>　?。ǘ┰O(shè)計要

2、求6</b></p><p>　　三、結(jié)構(gòu)設(shè)計方法要點6</p><p>　　四、總體電路設(shè)計7</p><p>　?。ㄒ唬┠孀兤髟O(shè)計流程圖8</p><p>　　（二）混合電平式逆變器結(jié)構(gòu)9</p><p>　?。ㄈ┗旌蠁卧侥孀兤鹘Y(jié)構(gòu)11</p><p>　　五、各

3、功能模塊電路設(shè)計12</p><p>　?。ㄒ唬┠孀兤鞯闹饕夹g(shù)指標12</p><p>　　（二）有源逆變模塊13</p><p>　?。ㄈ┠孀兡芰康淖儞Q關(guān)系模塊14</p><p><b>　　六、總體電路15</b></p><p>　　（一）主電路圖15</p>

4、<p>　?。ǘ┛傮w電路原理圖說明16</p><p><b>　　七、總結(jié)20</b></p><p><b>　　八、參考文獻22</b></p><p><b>　　一、引言</b></p><p>　　逆變器也稱逆變電源，是將直流電能轉(zhuǎn)變成交流電能的

5、變流裝置，是太陽能、風力發(fā)電中一個重要部件。隨著微電子技術(shù)與電力電子技術(shù)的迅速發(fā)展，逆變技術(shù)也從通過直流電動機——交流發(fā)電機的旋轉(zhuǎn)方式逆變技術(shù)，發(fā)展到二十世紀六、七十年代的晶閘管逆變技術(shù)，而二十一世紀的逆變技術(shù)多數(shù)采用了MOSFET、IGBT、GTO、IGCT、MCT等多種先進且易于控制的功率器件，控制電路也從模擬集成電路發(fā)展到單片機控制甚至采用數(shù)字信號處理器（DSP）控制。各種現(xiàn)代控制理論如自適應(yīng)控制、自學習控制、模糊邏輯控制、神經(jīng)網(wǎng)

6、絡(luò)控制等先進控制理論和算法也大量應(yīng)用于逆變領(lǐng)域。其應(yīng)用領(lǐng)域也達到了前所未有的廣闊，從毫瓦級的液晶背光板逆變電路到百兆瓦級的高壓直流輸電換流站；從日常生活的變頻空調(diào)、變頻冰箱到航空領(lǐng)域的機載設(shè)備；從使用常規(guī)化石能源的火力發(fā)電設(shè)備到使用可再生能源發(fā)電的太陽能風力發(fā)電設(shè)備，都少不了逆變電源。毋須懷疑，隨著計算機技術(shù)和各種新型功率器件的發(fā)展，逆變裝置也將向著體積更小、效率更高、性能指標更優(yōu)越的方向發(fā)展。</p><p>

7、　　在傳統(tǒng)雙轉(zhuǎn)換逆變電路中，變壓器室電路不可或缺的重要組成部分，并在總多方面展現(xiàn)其不容小覷的優(yōu)勢。</p><p>　　最初的UPS輸出逆變器都是帶有變壓器的。應(yīng)該說，帶變壓器是UPS輸出逆變器電路形式所決定的，而變壓器的存在卻是弊大于利。逆變器電路技術(shù)演變過程的一個顯著的表現(xiàn)形式是:是否必須用變壓器以及如何配置變壓器。 </p><p>　　19世紀70年代生產(chǎn)的第一代三相UPS的典型電

8、路結(jié)構(gòu)形式(MGEUPSMG240系列)。這個系列的UPS包括一個由降壓式自藕變壓器繞組供電的二極管全波整流器和一個與整流器相并聯(lián)的、由自稍變壓器的輔助二次側(cè)繞組供電的電池充電器。當電網(wǎng)停電時靜態(tài)開關(guān)可將電池組連接到直流母線上供電。 </p><p>　　逆變器由4個三相變換器以全波方式運行(按照基波頻率進行換向)，每一個三相變換器都與變壓器的一次側(cè)繞組相連接(A連接)，把這些二次側(cè)繞組開放式的變壓器(OpenP

9、haseTransformers)以一定方式進行串聯(lián)，以獲得合成的輸出電壓。這4個變壓器被分為兩組，每一組都包含一個Y形和一個曲折Y型(Z形)的二次側(cè)繞組，這兩個二次側(cè)繞組之間具有30。相位差。這一特殊連接可消除序號為"n=6k±1次的電壓諧波，其中K為奇數(shù)，這等效于一個具有兩組移相式整流橋的變壓器一次側(cè)繞組所吸收的電流。對于在變壓器一次側(cè)繞組中每相可能出現(xiàn)的3次和3n次諧波，由一次側(cè)繞組的人接線方式來抵消。因此，首

10、先需要濾除的諧波為第11次諧波。輸出電壓的調(diào)整是通過移動兩組變壓器之間的相位來完成的。由于首先進行濾除的是第11次諧波，所以輸出濾波器的尺寸較小，這使得逆變器對負載變化的動態(tài)響應(yīng)特性加快。 </p><p>　　超過90%的逆變器效率，這在當時已經(jīng)足夠讓人滿意了，這樣的輸出效率得益于采用較低頻率的斬波以降低換向損耗。盡管當時這種換向電路(如圖2-21所示)是先進的，但仍然存在不容忽視的損耗。</p>

11、<p>　　這種類型電路的主要缺點為:在某些情況下例如過載時，不可能便所有可控硅立即關(guān)斷，進而使逆變器完全停止工作。這給設(shè)備的安全造成威脅。 </p><p>　　改進的逆變器換向電路，可明顯降低此類電路的換向能量損耗并實現(xiàn)所有可控硅的同時關(guān)斷。圖中的每只可控硅都有一個關(guān)斷電路。每個關(guān)斷電路包含一只可通過一個電阻做預(yù)充電的電容器、一個換向電感L1、一只輔助可控硅Ta和一只輔助二極管Da。Ta導(dǎo)通時關(guān)斷

12、電流在歷Ta、L1和C組成的電路中產(chǎn)生環(huán)流，這使得電容兩端的電壓在振蕩的第一個1/2周期末發(fā)生反向。對于緊接而來的第二個1/2周期，反相電流流過Da中的電流會使主可控硅Tp中的電流減小，直到完全消失。并通過連接于換向電路的Dp，便Tp上的電壓反向。輔助可控硅歷上的電壓在這個1/2周期中也被通導(dǎo)的Da和Tp反向關(guān)斷。在此周期的最后，電容器兩端的電壓被再次反向，且通過與其連接的電阻與直流電源的另一極形成回路，完成充電動作，使電容電壓恢復(fù)到起

13、始值狀態(tài)。 </p><p>　　為減少電路的能量損失和改善控制功能，下一代系統(tǒng)開始采用一種新的脈沖電路，每個晶閘管都變壓器的數(shù)量從4個減少到2個，但為了實現(xiàn)只采用一個變壓器的目標，就不得不提高逆變器電路的性能以實現(xiàn)只需變化PWM就能達到目的，而無需再采用兩組變壓器的方式。 </p><p>　　以前用兩組移相30。的變壓器是為減小低頻諧波，因為要濾除他們比較困難。由此，MGE于1980年

14、推出了AIpase4000系列UPS。 </p><p>　　在該系列中，變壓器的一次側(cè)繞組之間不做連接，而其二次側(cè)繞組則為Z形連接。Z形連接的變壓器可消除諧波次數(shù)為3n次的諧波。每個逆變器以基波的7倍頻率來斬波直流電壓。這種斬波方式是固定頻率斬波，在設(shè)計時以盡可能減小輸出電壓的失真度以及減小濾波器的尺寸為目標。輸出電壓的調(diào)整是通過移動兩組逆變器之間的相位差進行的。 </p><p>　　

15、自19世紀80年代起，UPS逆變器開始只含有一臺變壓器。同時，隨著功率半導(dǎo)體的革新，雙極型晶體管以及電子控制級的IGBT等功率半導(dǎo)體器件的出現(xiàn)，逆變電路中的可控硅器件被取代(圖2-26和圖2-27)，但帶輸出變壓器這種情況仍在繼續(xù)且一直持續(xù)到21世紀伊始，其間，雖然在1995年出現(xiàn)了無變壓器的逆變器結(jié)構(gòu)，然而此類產(chǎn)品僅適用于功率≤3OkVA的UPS。造成這一情形的主要原因是功率半導(dǎo)體器件換向時的損耗較大，而較高的耐壓要求又使得人們很難在

16、不用變壓器的條件下成功地制造出大容量的逆變器。</p><p>　　無論是否有變壓器，此種配置都可使從整流器到逆變器的整機效率提高到94%。 </p><p>　　不僅僅只是一個變換器的事情了，此變壓器的藕合方式采用一次側(cè)A/二次側(cè)Z形連接。Z形連接不能消除三次及3n次的電壓諧波，諧波抑制是通過一次側(cè)A連接來實現(xiàn)。 </p><p>　　這種連接方式可實現(xiàn)兩個額外的

17、功能:首先，它可以實時地調(diào)節(jié)每相的輸出電壓，而各相電壓都與相應(yīng)的電壓變換器的輸出同相;此外，它可以吸收負載的3n次諧波電流，避免這些諧波傳輸?shù)揭淮蝹?cè)繞組，這樣，IGBT的換向電流得以減弱，從而減少了換向損耗。</p><p>　　逆變技術(shù)的原理早在1931年就有人研究過，從1948年美國西屋電氣公司研制出第一臺3KHZ感應(yīng)加熱逆變器至今已有近60年歷史了，而晶閘管SCR的誕生為正弦波逆變器的發(fā)展創(chuàng)造了條件，到了2

18、0世紀70年代，可關(guān)斷晶閘管（GTO）、電力晶體管（BJT）的問世使得逆變技術(shù)得到發(fā)展應(yīng)用。到了20世紀80年代，功率場效應(yīng)管（MOSFET）、絕緣柵極晶體管（IGBT）、MOS控制晶閘管（MCT）以及靜電感應(yīng)功率器件的誕生為逆變器向大容量方向發(fā)展奠定了基礎(chǔ)，因此電力電子器件的發(fā)展為逆變技術(shù)高頻化，大容量化創(chuàng)造了條件。進入80年代后，逆變技術(shù)從應(yīng)用低速器件、低開關(guān)頻率逐漸向采用高速器件，提高開關(guān)頻率方向發(fā)展。逆變器的體積進一步減小，逆變

19、效率進一步提高，正弦波逆變器的品質(zhì)指標也得到很大提高。</p><p>　　另一方面，微電子技術(shù)的發(fā)展為逆變技術(shù)的實用化創(chuàng)造了平臺，傳統(tǒng)的逆變技術(shù)需要通過許多的分立元件或模擬集成電路加以完成，隨著逆變技術(shù)復(fù)雜程度的增加，所需處理的信息量越來越大，而微處理器的誕生正好滿足了逆變技術(shù)的發(fā)展要求，從8位的帶有PWM口的微處理器到16位單片機，發(fā)展到今天的32位DSP器件，使先進的控制技術(shù)如矢量控制技術(shù)、多電平變換技術(shù)、

20、重復(fù)控制、模糊邏輯控制等在逆變領(lǐng)域得到了較好的應(yīng)用。</p><p>　　總之，逆變技術(shù)的發(fā)展是隨著電力電子技術(shù)、微電子技術(shù)和現(xiàn)代控制理論的發(fā)展而發(fā)展，進入二十一世紀，逆變技術(shù)正向著頻率更高、功率更大、效率更高、體積更小的方向發(fā)展。</p><p>　　多電平逆變器由于輸出電壓du-dt小、諧波含量低等優(yōu)點，在高壓大功率變換領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。級聯(lián)型多電平逆變器是最早的多電平逆變結(jié)構(gòu)，198

21、0年出現(xiàn)了二極管箝位型多電平逆變器，1992年，T.A. Meynard提出了電容箝位型多電平逆變器。由于級聯(lián)型多電平逆變器不存在直流側(cè)電容電位不平衡問題、控制簡單，以及器件較少等優(yōu)點，近十幾年來得到廣泛的應(yīng)用?！　』旌闲投嚯娖侥孀兤魇亲罱l(fā)展起來的一種有效的多電平改進模式，該電路由級聯(lián)型多電平逆變電路發(fā)展而來，且主電路是單元級聯(lián)式結(jié)構(gòu)，因此可用較少的元件數(shù)量實現(xiàn)盡可能多的電平數(shù)，從而降低了系統(tǒng)成本，減小了輸出電壓的諧波總含量(TH

22、D)。按實現(xiàn)電路方式的不同，本文將混合型多電平逆變器分為各級聯(lián)單元電壓等級不同的混合電平式逆變器和各級聯(lián)單元拓撲結(jié)構(gòu)不同的混合單元式逆變器，并分析了這兩類逆變器電路結(jié)構(gòu)的特點。針對這兩類混合型多電平逆變器存在高壓單元功率器件電壓應(yīng)力過高、低壓單元電流倒灌的問題，本文提出了一種有效的主電路拓撲結(jié)構(gòu)設(shè)計方法。</p><p><b>　　二、設(shè)計任務(wù)</b></p><p&g

23、t;<b>　　(一)設(shè)計目的</b></p><p>　　培養(yǎng)以下幾個方面的能力：</p><p>　?。?）綜合運用所學知識，進行電力電子電路和系統(tǒng)設(shè)計的能力。</p><p>　?。?）了解與熟悉常用的電力電子電路的電路拓撲、控制方法。</p><p>　?。?）理解和掌握常用的電力電子電路及系統(tǒng)的主電路、控制電路

24、和保護電路的設(shè)計方法，掌握元器件的選擇計算方法。</p><p>　　（4）具有一定的電力電子電路及系統(tǒng)實驗和調(diào)試的能力。</p><p>　　（5）培養(yǎng)學生綜合分析問題.發(fā)現(xiàn)問題.解決問題的能力.</p><p><b>　?。ǘ┰O(shè)計要求</b></p><p><b>　　(1)注明輸入電壓</b&

25、gt;</p><p><b>　　(2)注明輸出功率</b></p><p>　　(3)用集成電路組成觸發(fā)電路.</p><p>　　(4)負載性質(zhì):電阻.電阻電感.</p><p>　　(5)對電路進行設(shè)計、計算與說明.</p><p>　　(6)計算所有元器件型號參數(shù).</p>

26、<p>　　三、結(jié)構(gòu)設(shè)計方法要點</p><p>　　由前面分析可知，混合型逆變器存在高壓單元電壓應(yīng)力過高、低壓單元電流倒灌的問題。為了解決以上問題，在設(shè)計時可從以下兩方面進行改進：　?。?）克服高壓單元功率器件電壓應(yīng)力過高問題　　　　選擇高阻斷能力器件（如IGCT、GTO）或選擇二極管箝位型逆變單元作為高壓逆變單元（如二極管箝位型三電平或五電平結(jié)構(gòu)）。這兩種方法均可克服高壓單元功率器件電壓應(yīng)

27、力過高的問題，但由于高阻斷能力的功率器件成本高、開關(guān)頻率低，從而影響了系統(tǒng)的成本及輸出波形的質(zhì)量，而在逆變單元電壓等級一定的情況下，NPC逆變臂功率器件的電壓應(yīng)力卻是H橋單元的一半，可以顯著降低功率器件的電壓應(yīng)力。因此，選擇二極管箝位型逆變單元作為高壓逆變單元是一種更加值得推薦的方法?！　。?）消除低壓單元電流倒灌問題</p><p>　　由于混合型逆變器在選取電壓比較大時，會產(chǎn)生電流倒灌現(xiàn)象，因此在設(shè)計過程

28、中，可選取適當?shù)碾妷罕纫蕴峁┫娏鞯构喱F(xiàn)象所需的冗余狀態(tài)，并使得各電平臺階階躍也限定在1E之內(nèi)。以圖2(b)電路為例，采用Matlab對該電路進行了仿真，仿真結(jié)果如圖3，其中調(diào)制波頻率為50Hz。根據(jù)公式（1）可知，兩逆變單元電壓關(guān)系可為Uc1＝3Uc2 =3.3kV和Uc1＝2Uc2 =3.0kV兩種情況，相電壓Vao輸出分別為9電平和7電平（如圖3(a)），兩種情況單元1和單元2輸出電壓波形如圖3(b)和圖3(c)。從圖3(c)可

29、看出，當Uc1＝3Uc2，單元1輸出電壓為正時，單元2輸出電壓為1.1kV、0kV、-1.1kV三種情況，在單元2輸出-1.1kV時，則會與單元1輸出3.3kV電壓形成環(huán)流，出現(xiàn)電流倒灌現(xiàn)象，降低了逆變器輸出功率，并導(dǎo)致單元2直流側(cè)電位平衡，增加了輸出相電壓Vao的諧波含量（如圖3(d)所示，THD為6.58%），降低了Vao的質(zhì)量；而Uc1＝2Uc2時，雖然Vao為7電平，但從圖3(b) 與圖3(c)看出，不會出現(xiàn)電流倒灌現(xiàn)象，Vao

30、的THD降至3.51%?！　∫陨戏治黾胺抡娼Y(jié)果</p><p><b>　　四、總體電路設(shè)計</b></p><p>　　（一）逆變器設(shè)計流程圖</p><p>　　在實際設(shè)計逆變電源時，僅僅能夠產(chǎn)生脈沖寬度是遠遠不夠的，一個品種的逆變器設(shè)計、研發(fā)過程是非常復(fù)雜的，一般要經(jīng)過下面的程序</p><p>　?。ǘ┗旌?/p>

31、電平式逆變器結(jié)構(gòu) </p><p>　　圖1(a)給出了單相n階級聯(lián)型多電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，當直流側(cè)電壓Uci（i=1,2…n）不相等（一般是成倍關(guān)系）[5,6] ，則可稱為H橋混合型多電平逆變器。將最低等級的電壓記為E，單元間電壓比取值不同，逆變器輸出相電壓Vao電平數(shù)不同，為了使一定數(shù)量的逆變單元輸出電平數(shù)最多，同時輸出電壓各電平臺階階躍限定為1E，文獻[7]給出最大延伸原理，相鄰逆變單元電壓最大比值可按下式

32、選?。?lt;/p><p>　　其中，ni指第i個H逆變單元輸出電平數(shù)量　　各逆變單元電壓滿足以下條件[8]：</p><p>　　此時，相電壓Vao可輸出的電平數(shù)為每個級聯(lián)單元的電平數(shù)的乘積，如下式：</p><p>　　H橋混合型逆變器由于每個H橋逆變單元可產(chǎn)生-VDC、0、VDC三個電平，由1式可知，電壓最大比值為1:3。逆變器輸出相電壓Vao可表示為SE，其中

33、S為逆變器輸出電平數(shù)，當電壓等級之比為1:1，輸出電平數(shù)為2n+1；電壓等級之比為1:2，輸出電平數(shù)為2n+1-1；電壓等級之比為1:3，輸出電平數(shù)為3n。不同電壓比時，逆變器所用功率器件數(shù)均為4n?！　　　∫詢赡孀儐卧壜?lián)為例，每個H橋逆變單元可以輸出3個電平，其數(shù)學描述為n1＝3，n2＝3，n＝2，根據(jù)公式1和3可得，當Uc2＝3Uc1=3E 時，輸出可達最大電平數(shù)N＝3×3＝9。但每一個輸出合成電壓電平所對應(yīng)的兩個單

34、元的輸出是唯一的，由表1(a)給出相電壓為正時的各單元電平輸出狀態(tài)可知，沒有冗余的狀態(tài)。如果 Uc2的直流母線端采用二極管不可控整流，在相電壓輸出為2E時，逆變單元2輸出為3E，而逆變單元1輸出為－1E，出現(xiàn)逆變單元2將其變換的電能一部分注入到了逆變單元1，另一部分能量輸送給負載，即產(chǎn)生電流倒灌問題，從而導(dǎo)致電容電壓不平衡，這種情況是顯然不希望出現(xiàn)的。為了獲得更多的冗余狀態(tài)，則必須減少Uc2與Uc1的比值，可選用Uc2＝</p&g

35、t;<p>　　H橋混合型逆變器在給定逆變單元數(shù)量的基礎(chǔ)上，可大大提高輸出電壓電平數(shù)量。但由于電壓以2S、3S倍數(shù)增加，而功率器件的耐壓有限，所以H橋混合型逆變電路的串聯(lián)級數(shù)不能無限增加，實際系統(tǒng)的級聯(lián)數(shù)目多不會超過3?！　≡诩壜?lián)型逆變器研究的基礎(chǔ)之上，文獻[9]提出一種采用NPC逆變H橋五電平單元作為逆變單元的多電平拓撲結(jié)構(gòu)，文獻[10]將此改進成NPC混合型逆變器，如圖1(b)所示。由于NPC全橋逆變單元可產(chǎn)生五種

36、電平，由式1和式3可知，最大電壓等級比為1:5，Vao電平數(shù)可達25，大大提高了輸出電壓的電平數(shù)目。同樣方法分析可知，當電壓比為1:4和1:5時，該逆變器也會產(chǎn)生電流倒灌現(xiàn)象。為了避免電流倒灌現(xiàn)象，該電路最大電壓比為1:3，單相輸出電平數(shù)為17。相對于H橋混合型逆變器，該電路減少了直流電源的數(shù)目，但增加了功率器件數(shù)量及控制復(fù)雜度。（三）混合單元式逆變器結(jié)構(gòu)</p><p>　　在混合電平式逆變器研究的基礎(chǔ)之上

37、，文獻[7]提出將NPC逆變H橋單元與傳統(tǒng)逆變H橋單元級聯(lián)的5/3型混合單元式拓撲結(jié)構(gòu)方案，如圖2(a)所示，NPC全橋逆變單元可有效克服逆變器高壓單元電壓應(yīng)力過高的缺點。NPC全橋逆變單元可輸出5種電平，傳統(tǒng)H橋單元可輸出3種電平，其數(shù)學描述為n1＝5，n2＝3，n＝2，根據(jù)公式1和3可得，當Uc1＝3Uc2=3E時，輸出可達最大電平數(shù)N＝5×3＝15，表2(a)給出相電壓為正時的各單元電平輸出狀態(tài)。若Uc1的直流母線端采用

38、二極管不可控整流，在相電壓輸出為2E或4E時，會出現(xiàn)NPC全橋單元將其變換的電能一部分注入到了H橋單元，另一部分能量輸送給負載，即產(chǎn)生電流倒灌問題。為了獲得更多的冗余狀態(tài)，則必須減少Uc1與Uc2的比值，文獻[7]選用Uc1＝2Uc2，表2(b)給出了Uc1＝2Uc2=2E時輸出電壓的合成情況，雖然輸出電壓從15電平降為11電平，但由于多出了一些狀態(tài)，從而可根據(jù)負載電流的方向來選擇不同的狀態(tài)組合，以避免出現(xiàn)電流倒灌現(xiàn)象。但該電路使用器件

39、較多。</p><p>　　文獻提出了基于NPC三電平變換單元與H橋變換單元級聯(lián)的不對稱型逆變器（Asymmetric Inverter），單相拓撲結(jié)構(gòu)如圖2(b)所示。該電路高壓NPC逆變單元采用的是 IGCT 器件，低壓H橋單元器件采用的是IGBT 開關(guān)器件。其中高壓3電平NPC逆變單元是主要逆變電路，Uc1為3E，這部分電路給輸出提供了主要的電平電壓和大部分輸出功率，因此將NPC逆變單元稱為主逆變單元；低壓

40、的 H 橋逆變電路單元則是輔助逆變電路，Uc2為E，這部分電路給輸出提供了輔助改善波形的電平電壓和小部分輸出功率，因此將這部分逆變電路稱為輔助逆變單元。在功率器件選用上，該電路采用了一種組合的方法，同時利用了兩種不同開關(guān)器件的優(yōu)點：IGCT的高阻斷能力和IGBT的快速開關(guān)能力。但該電路在相電壓輸出為＋2E或者－2E時，輔助逆變單元將輸出對應(yīng)的反相電壓－1E或者＋1E，在有功應(yīng)用中，也會出現(xiàn)電流倒灌現(xiàn)象。如果Uc1為2E，Uc2為E，則可

41、避免電流倒灌現(xiàn)象。</p><p>　　五、各功能模塊電路設(shè)計</p><p>　?。ㄒ唬┠孀兤鞯闹饕夹g(shù)指標</p><p>　　逆變器有許多重要指標，介紹如下：</p><p><b>　?。?)額定容量</b></p><p><b>　?。?)額定功率</b><

42、/p><p><b>　　（3)輸出功率因數(shù)</b></p><p><b>　?。?)逆變效率</b></p><p>　?。?)額定輸入電壓、電流</p><p>　?。?)額定輸出電壓、電流</p><p><b>　?。?)電壓調(diào)整率</b><

43、/p><p><b>　?。?)負載調(diào)整率</b></p><p><b>　?。?)諧波因數(shù)</b></p><p>　?。?0）總諧波畸變率</p><p><b>　?。?1）畸變因數(shù)</b></p><p><b>　　（12）峰值子數(shù)&l

44、t;/b></p><p><b>　　（二）有源逆變模塊</b></p><p>　　變流器工作在逆變狀態(tài)時,如果把變流器的交流側(cè)接到交流電源上,把直流電逆變?yōu)橥l率的交流電反送到電網(wǎng)去,叫有源逆變。如果變流器的交流側(cè)不與電網(wǎng)聯(lián)接,而直接接到負載,即把直流電逆變?yōu)槟骋活l率或可調(diào)頻率的交流電供給負載,則叫無源逆變。交流變頻調(diào)速就是利用這一原理工作的。有源逆變除用

45、于直流可逆調(diào)速系統(tǒng)外,還用于交流饒線轉(zhuǎn)子異步電動機的串級調(diào)速和高壓直流輸電等方面。</p><p>　　有源逆變電路的工作原理</p><p><b>　　1．整流工作狀態(tài)</b></p><p>　　對于單相全控整流橋，當控制角α在0～π/2之間的某個對應(yīng)角度觸發(fā)晶閘管時，上述變流電路輸出的直流平均電壓為Ud=Udo cosα，因為此時α均小

46、于π/2，故Ud為正值。在該電壓作用下，直流電機轉(zhuǎn)動，卷揚機將重物提升起來，直流電機轉(zhuǎn)動產(chǎn)生的反電勢為ED，且ED略小于輸出直流平均電壓Ud，此時電樞回路的電流為 </p><p>　　2． 中間狀態(tài)（α=π/2）</p><p>　　當卷揚機將重物提升到要求高度時，自然就需在某個位置停住，這時只要將控制角α調(diào)到等于π/2的位置，變流器輸出電壓波形中，其正、負面積相等，電壓平均值Ud為零，

47、 電動機停轉(zhuǎn)（實際上采用電磁抱閘斷電制動），反電勢ED也同時為零。此時，雖然Ud為零，但仍有微小的直流電流存在。注意，此時電路處于動態(tài)平衡狀態(tài)，與電路切斷、電動機停轉(zhuǎn)具有本質(zhì)的不同。 </p><p>　　3． 有源逆變工作狀態(tài)（π/2＜α＜π）</p><p>　　上述卷揚系統(tǒng)中，當重物放下時，由于重力對重物的作用， 必將牽動電機使之向與重物上升相反的方向轉(zhuǎn)動，電機產(chǎn)生的反電勢ED的極性

48、也將隨之反相。如果變流器仍工作在α＜π/2 的整流狀態(tài)，從上面曾分析過的電源能量流轉(zhuǎn)關(guān)系不難看出，此時將發(fā)生電源間類似短路的情況。為此，只能讓變流器工作在α＞π/2的狀態(tài)，因為當α＞π/2時，其輸出直流平均電壓Ud為負。</p><p>　　電流的方向是從電勢ED的正極流出，從電壓Ud的正極流入，電流方向未變。顯然，這時電動機為發(fā)電狀態(tài)運行，對外輸出電能，變流器則吸收上述能量并饋送回交流電網(wǎng)去，此時的電路進入到

49、有源逆變工作狀態(tài)。 </p><p>　　上述晶閘管供電的卷揚系統(tǒng)中，當重物下降，電動機反轉(zhuǎn)并進入發(fā)電狀態(tài)運行時，電機電勢ED實際上成了使晶閘管正向?qū)ǖ碾娫?。當α＞?2時，只要滿足Ed＞|u2|，晶閘管就可以導(dǎo)通工作，在此期間，電壓ud大部分時間均為負值， 其平均電壓Ud自然為負，電流則依靠電機電勢ED及電感Ld兩端感應(yīng)電勢的共同作用加以維持。正因為上述工作特點，才出現(xiàn)了電機輸出能量，變流器吸收并通過變壓器

50、向電網(wǎng)回饋能量的情況。 </p><p><b>　　1） 外部條件</b></p><p>　　務(wù)必要有一個極性與晶閘管導(dǎo)通方向一致的直流電勢源。這種直流電勢源可以是直流電機的電樞電勢，也可以是蓄電池電勢。它是使電能從變流器的直流側(cè)回饋交流電網(wǎng)的源泉，其數(shù)值應(yīng)稍大于變流器直流側(cè)輸出的直流平均電壓。 </p><p><b>　　2

51、） 內(nèi)部條件</b></p><p>　　要求變流器中晶閘管的控制角α＞π/2， 這樣才能使變流器直流側(cè)輸出一個負的平均電壓，以實現(xiàn)直流電源的能量向交流電網(wǎng)的流轉(zhuǎn)。 </p><p>　　上述兩個條件必須同時具備才能實現(xiàn)有源逆變。</p><p>　　必須指出，對于半控橋或者帶有續(xù)流二極管的可控整流電路，因為它們在任何情況下均不可能輸出負電壓，也不

52、允許直流側(cè)出現(xiàn)反極性的直流電勢，所以不能實現(xiàn)有源逆變。 </p><p>　　有源逆變條件的獲得，必須視具體情況進行分析。例如上述直流電機拖動卷揚機系統(tǒng)，電機電勢ED的極性可隨重物的“提升”與“下降”自行改變并滿足逆變的要求。對于電力機車，上、下坡道行駛時，因車輪轉(zhuǎn)向不變，故在下坡發(fā)電制動時，其電機電勢ED的極性不能自行改變，為此必須采取相應(yīng)措施， 例如可利用極性切換開關(guān)來改變電機電勢ED的極性， 否則系統(tǒng)將不能

53、進入有源逆變狀態(tài)運行。</p><p>　?。ㄈ┠孀兡芰康淖儞Q關(guān)系模塊</p><p>　　同極性連接E1>E2； (b) 同極性連接E2>E1； (c) 反極性連接 </p><p>　　圖 (a)表示直流電源E1和E2同極性相連。當E1＞E2時， 回路中的電流為 </p><p>　　式中R為回路的總電阻。此時電源E1輸出

54、電能E1I，其中一部分為R所消耗的I2R，</p><p>　　其余部分則為電源E2所吸收的E2I。 注意上述情況中，輸出電能的電源其電勢方向與電流方向一致，而吸收電能的電源則二者方向相反。 </p><p>　　在圖(b)中，兩個電源的極性均與圖(a)中相反，但還是屬于兩個電源同極性相連的形式。如果電源E2＞E1，則電流方向如圖，回路中的電流I為 此時，電源E2輸出電能，電源E1吸收電

55、能。 在圖(c)中，兩個電源反極性相連， 則電路中的電流I為</p><p>　　此時電源E1和E2均輸出電能，輸出的電能全部消耗在電阻R上。如果電阻值很小，則電路中的電流必然很大；若R=0，則形成兩個電源短路的情況。 </p><p>　　綜上所述， 可得出以下結(jié)論： </p><p>　　(1) 兩電源同極性相連，電流總是從高電勢流向低電勢電源， 其電流的大

56、小取決于兩個電勢之差與回路總電阻的比值。如果回路電阻很小，則很小的電勢差也足以形成較大的電流，兩電源之間發(fā)生較大能量的交換。 </p><p>　　(2) 電流從電源的正極流出，該電源輸出電能；而電流從電源的正極流入，該電源吸收電能。電源輸出或吸收功率的大小由電勢與電流的乘積來決定，若電勢或者電流方向改變，則電能的傳送方向也隨之改變。</p><p>　　(3) 兩個電源反極性相連，如

57、果電路的總電阻很小，將形成電源間的短路， 應(yīng)當避免發(fā)生這種情況。 </p><p><b>　　六、總體電路</b></p><p><b>　?。ㄒ唬┲麟娐穲D</b></p><p>　?。ǘ┛傮w電路原理圖說明</p><p>　　然后按照要求和對產(chǎn)品本身性能的定位確定設(shè)計任務(wù)書。要求將直流48

58、V轉(zhuǎn)變成交流220V，按兩倍直流母線電壓選擇余量，則應(yīng)選取100V電壓等級的功率器件，一般在低壓時應(yīng)選取功率MOSFET；對電流額定值的選取，一般應(yīng)選擇3倍余量，若逆變效率為85%，允許的直流最低電壓為42V，允許過載能力為120%，則直流電流的最大值為，再考慮3倍的電流余量，應(yīng)選擇200A的功率MOSFET。查閱相關(guān)資料后可知IXYS公司的“HIPERFET”Power MOSFET，型號為IXFN230N10比較適合。其參數(shù)如下：I

59、D=230A，RDS（on）=0.006Ω,QG(on)=690nc,封裝形式為ISOPLUS227。</p><p>　　選擇了主功率器件后若采用工頻逆變技術(shù)，應(yīng)設(shè)計主變壓器，其設(shè)計首先應(yīng)選擇逆變變壓器的效率指標、變比、和漏抗三個重要的數(shù)據(jù)，總效率為逆變橋效率×變壓器效率×濾波器效率，一般要求變壓器效率在95%以上，最好采用冷軋型簿型硅鋼片，至于匝比，應(yīng)考慮直流允許范圍及輸出電壓精度兩個重要

60、指標，也就是應(yīng)在最嚴重工況，如輸入為42Vdc，輸出功率為2KVA時，應(yīng)保證輸出電壓仍在220V允許波動范圍以內(nèi)。</p><p>　　輸出濾波器的設(shè)計，是逆變器設(shè)計的一個重點，通常采用常K型Γ型低通濾波器，常K型Γ型低通濾波器如圖所示。串臂阻抗與并臂阻抗的乘積，一旦Lf、Cf值確定后，K為常數(shù)、不隨頻率變化，故稱為常K型Γ型低通濾波器。</p><p>　　由于Lf/Cf具有阻抗平方量綱

61、，故常數(shù)K也可用濾波器的另一重要參數(shù)R表示，即</p><p><b>　?。?-15）</b></p><p><b>　?。?-16）</b></p><p>　　圖2-16常K型Γ型低通濾波器</p><p>　　四端網(wǎng)絡(luò)在輸入端、輸出端均處于阻抗匹配時工作最好，四端網(wǎng)絡(luò)的輸入端、輸出端特性阻

62、抗分別為</p><p><b>　?。?-17）</b></p><p><b>　?。?-18）</b></p><p>　　當時，，故R是頻率為零時的特性阻抗，稱之為標稱特性阻抗。Γ型濾波器的傳通條件為，即，故可得</p><p><b>　　（2-19）</b><

63、/p><p>　　當時，必定為零，此為通頻帶的最低角頻率；當R時，則，此為通頻帶的最高角頻率，即濾波器截止頻率。因，可得濾波器的截止頻率為</p><p><b>　?。?-20）</b></p><p>　　因此，當時，Γ型濾波器的衰耗為零；當時，Γ型濾波器開始有衰耗，其衰耗頻率特性如圖2-16所示。圖中，為對稱四端網(wǎng)絡(luò)的衰耗常數(shù)。通帶內(nèi)的衰耗為

64、零，因為這時的Zc1、Zc2 均為純電阻，只有濾波器的阻抗相當于電阻時，它才能從輸入端吸收能量，而當濾波器元件沒有損耗時，能量才能完整地送入負載中，因此衰耗可為零；在阻帶中，特性阻抗具有電抗性質(zhì)，濾波器從電源吸收的能量將部分返回電源，負載只能部分得到電源供給的能量，呈現(xiàn)出較大的衰耗。</p><p>　　圖2-17 常K型Γ型濾波器的衰耗特性</p><p>　　對稱四端網(wǎng)絡(luò)的衰耗常數(shù)還可

65、表示為</p><p><b>　?。?-21）</b></p><p>　　若b用雙曲線函數(shù)表示，令為無量綱頻率或通用頻率，將、和式（2-20）代入式（2-21），可得阻帶衰耗公式為</p><p><b>　?。?-22）</b></p><p>　　Lf與Cf的確定 由式（2-20）可得<

66、;/p><p><b>　?。?-23）</b></p><p><b>　?。?-24）</b></p><p>　　Lf與Cf 的值取決與R的選擇。</p><p>　　若最低次諧波為11次，理論上可將定在11次諧波頻率左右，從而只需很小的Lf與Cf 值。然而，最低次諧波的理論計算值只能作為參考；由

67、于變壓器繞制的偏差、功率晶體管動態(tài)壓降或飽和壓降不一致以及各種非線性因素，實際電路中往往具有較高的二次與三次諧波電壓，故實際濾波器的選取有時要低到三次或二次諧波頻率才能得到較好的正弦波形。這要根據(jù)器件與工藝水平的實際情況來選定。當輸出電壓基波頻率為50HZ時，通常選在100～400HZ 左右。顯然，選得低，Lf與Cf 值將增大，成本將增加；但由圖2-16可知，若低，諧波頻率處的衰耗將增大，可得到較好的正弦波。</p>&l

68、t;p>　　由式（2-17）、（2-18）、（2-22）可得</p><p><b>　?。?-25）</b></p><p><b>　?。?-26）</b></p><p>　　由式（2-25）、（2-26）可得， 、與頻率的關(guān)系入圖19-10所示。需要關(guān)心的是通帶內(nèi)（0～區(qū)間）的變化。在通帶內(nèi)，只有當負載電阻R

69、L 等于特性阻抗（電阻性）時才能使衰耗真正為零。由圖19-10可看出，在通帶內(nèi)并不是常數(shù)，故RL 需取某一合適值，使其在通帶內(nèi)與的正負偏差適中，濾波器才能傳送較多的有功功率，而回饋至逆變器的無功功率較少。在Γ型濾波器中，RL與端相接，設(shè)RL 在曲線上的位置適中，如圖所示。由圖可得</p><p>　　R=（0.5～0.8）RL （2-27）</p>&

70、lt;p>　　圖2-18 與頻率的關(guān)系</p><p>　　當逆變器的輸出功率和輸出電壓確定時，RL 就是已知量，則濾波器的標稱特性阻抗R即可選定，將其代入式（2-23）、（2-24）中，即可決定Lf、Cf 值。</p><p>　　諧波含量的計算 常K型Γ型低通濾波器對各次諧波的衰減已由式（2-22）決定，當選定后即可進行計算。例如，選定為三次諧波，欲求=11次、13次、23次和

71、25次諧波的衰減值，則可由和雙曲線函數(shù)表求出b值。</p><p>　　若最后的結(jié)果還嫌諧波過大，則可將定在2.5次諧波上，甚至更低些，直至諧波含量滿足要求。</p><p><b>　　七、總結(jié)</b></p><p>　　本文針對混合電平式逆變器和混合單元式逆變器存在的高壓單元功率器件電壓應(yīng)力過高、低壓單元電流倒灌的問題，提出了高壓單元采用

72、二極管箝位型拓撲結(jié)構(gòu)，選取各單元適當電壓比的設(shè)計方法，經(jīng)分析及仿真實驗表明，該方法在克服電壓應(yīng)力過高、消除低壓單元電流倒灌方面是有效的。</p><p>　　通過本次課程設(shè)計，我認識到了知識和現(xiàn)實的區(qū)別，深刻體會到電力電子技術(shù)的廣泛應(yīng)用。它讓我對學過的電力電子技術(shù)知識進行了鞏固，讓我對電力電子技術(shù)知識有了更深的理解。</p><p>　　在這次課程設(shè)計過程中，我掌握了網(wǎng)絡(luò)上查找資料方法技巧

73、,為本次課程設(shè)計提供了一定的資料。</p><p>　　本次課程設(shè)計的階段:開始我不是很會做,在通過與同學相互討論，不段的學習中,終于圓滿完成了任務(wù)。感謝齊老師的對我們耐心的指導(dǎo)！通過本次課程設(shè)計，我有了很大的收獲。不但對電力電子技術(shù)有了更為深入的了解，對一個課題如何進行設(shè)計，電路調(diào)試等也有了一定的掌握，希望在以后的大學生活當中我能學到更多的知識。</p><p><b>　　八