諧波抑制和無功補償畢業(yè)論文

1、<p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　1 緒論1</b></p><p>　　1.1 選題目的和意義1</p><p>　　1.2 諧波抑制與無功補償理論的發(fā)展與現(xiàn)狀1</p><p>　　1.2.1 諧波問題的發(fā)展1</p><

2、p>　　1.2.2 無功補償理論的國內(nèi)外研究現(xiàn)狀2</p><p>　　1.3 本文所做的工作3</p><p>　　2 諧波與無功補償理論概述4</p><p>　　2.1 諧波的危害4</p><p>　　2.2 抑制諧波的方法5</p><p>　　2.2.1 LC無源濾波器5</p>

3、;<p>　　2.2.2 有源電力濾波器7</p><p>　　2.3 衡量APF補償性能的指標8</p><p>　　3 基于定頻滯環(huán)的SVPWM電流控制10</p><p>　　3.1 滯環(huán)電流控制方式研究10</p><p>　　3.2 三角波調(diào)制法11</p><p>　　3.3 基于定

4、頻滯環(huán)的SVPWM控制12</p><p>　　3.3.1 一種常規(guī)的定頻滯環(huán)電流控制策略12</p><p>　　3.3.2 在新坐標系下的空間矢量控制13</p><p>　　3.3.3 指令電壓矢量區(qū)域的確定及控制15</p><p>　　3.3.4 定頻滯環(huán)SVPWM電流控制的實現(xiàn)21</p><p>

5、;　　4 并聯(lián)混合型有源電力濾波器系統(tǒng)24</p><p>　　4.1 并聯(lián)混合型有源電力濾波器24</p><p>　　4.2 總體系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖25</p><p>　　4.3 并聯(lián)混合型有源濾波器的工作原理分析26</p><p>　　4.4 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計28</p><p>　　4.4.1 無源濾波器的設(shè)

6、計28</p><p>　　4.4.2 有源濾波器系統(tǒng)各電路設(shè)計31</p><p>　　5 混合電力濾波器數(shù)字控制系統(tǒng)仿真40</p><p>　　5.1 仿真軟件介紹40</p><p>　　5.2 有源電力濾波系統(tǒng)仿真模型的建立40</p><p>　　5.3 仿真結(jié)果及分析45</p>

7、<p>　　6 結(jié)論和展望50</p><p><b>　　6.1 結(jié)論50</b></p><p><b>　　6.2 展望50</b></p><p><b>　　致謝51</b></p><p><b>　　參考文獻52</b>

8、</p><p><b>　　1 緒論</b></p><p>　　1.1 選題目的和意義</p><p>　　隨著國民經(jīng)濟的快速發(fā)展及電力體制改革,對電能質(zhì)量及電網(wǎng)安全、經(jīng)濟運行提出了越來越高的要求。合理地進行瞬時無功功率理論在有源電力濾波器裝置中的應用,不僅能保證電能質(zhì)量, 同時也能有效地降低電網(wǎng)的電能損耗, 提高經(jīng)濟效益。</p&g

9、t;<p>　　本次設(shè)計是對諧波危害與無功補償理論及其應用研究的一次嘗試性設(shè)計。在諧波抑制與無功補償理論及其應用研究中，我們在分析無源、有源濾波器工作特性的基礎(chǔ)上，研究LC無源濾波系統(tǒng)電流放大問題、發(fā)生諧振的條件及諧振電路的實現(xiàn)方式；在瞬時無功功率理論的基礎(chǔ)上，比較P-Q和兩種諧波電流檢測方法，提出一種更好的諧波電流檢測方案，研究空間矢量滯環(huán)控制策略的實現(xiàn)方式，并進行仿真實驗。培養(yǎng)了我們綜合運用多學科知識，提高科研開發(fā)能力

10、和工程實踐能力的目的。設(shè)計過程中，我對諧波抑制和無功補償?shù)认嚓P(guān)的新知識進行了學習，電腦的各項基本操作技能的運用有了進一步的提高。</p><p>　　1.2 諧波抑制與無功補償理論的發(fā)展與現(xiàn)狀</p><p>　　1.2.1 諧波問題的發(fā)展</p><p>　　電力系統(tǒng)的諧波問題早在20世紀20年代和30年代就引起了人們的注意。當時在德國，由于使用了靜止汞弧變流器而

11、造成了電壓、電流波形的畸變。早期有關(guān)諧波研究的經(jīng)典論文是1945年J.C. Read發(fā)表的有關(guān)變流器諧波方面的論文。到了50年代和60年代，由于高壓直流輸電技術(shù)的發(fā)展，發(fā)表了有關(guān)變流器引起電力系統(tǒng)諧波問題的大量論文，E.W. Kimbark在其著作中對此進行了總結(jié)。70年代以來，由于電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，各種電力電子裝置在電力系統(tǒng)、工業(yè)、交通及家庭中的應用日益廣泛，諧波所造成的危害日益嚴重。世界各國都對諧波問題予以充分的關(guān)注，國際上召

12、開了多次有關(guān)諧波問題的學術(shù)會議，不少國家和國際學術(shù)組織都制定了限制電力系統(tǒng)諧波及用電設(shè)備諧波的標準和規(guī)定。</p><p>　　我國對諧波問題的研究起步較晚。吳競昌等人1988年出版的《電力系統(tǒng)諧波》一書是我國關(guān)于諧波問題較有影響的著作；夏道止等人1994年出版的《高壓直流輸電系統(tǒng)的諧波分析及濾波》是近年出版的代表性著作。此外，唐統(tǒng)一等人和容健綱等人分別獨立翻譯了J.Arrillaga等的《電力系統(tǒng)諧波》一書，也

13、在國內(nèi)有較大的影響。</p><p>　　1.2.2 無功補償理論的國內(nèi)外研究現(xiàn)狀</p><p>　　有源濾波器作為改善供電質(zhì)量的一項關(guān)鍵技術(shù)，在日本、美國、德國等工業(yè)發(fā)達國家已得到了高度重視和日益廣泛的應用。在日本，己有500多臺APF投入實際運行，絕大部分為并聯(lián)型APF，這些濾波器主要用于諧波補償，部分同時用于補償無功功率。在德國北部，由西門子公司制造，歐洲最大的一臺610KVA工業(yè)

14、用并聯(lián)APF己經(jīng)運行了近8年。隨著有源電力濾波器價格的下降，它的市場越來越大，早期有源電力濾波器的PWM變流器中的主開關(guān)功率器件都采用BJT或GTO，而現(xiàn)在電壓型有源電力濾波器一般都己經(jīng)采用IGBT模塊，從而使有源電力濾波器的容量上升到50KVA一1000KVA。目前，世界上APF的主要生產(chǎn)廠家有日本名電舍公司、美國西屋電氣公司、德國西門子公司等。</p><p>　　國內(nèi)對于APF的研究尚處在起步階段，清華大學

15、、武漢大學、中國電力科學研究院、西安交通大學、東北大學、重慶大學、華北電力大學等單位正積極進行這方面的相關(guān)研究，部分單位已經(jīng)研制出樣機并投入試運行。我國的有源濾波技術(shù)還處在研究實驗階段，工業(yè)應用上只有少數(shù)幾臺樣機投入運行，因此我國有源濾波技術(shù)具有廣泛的發(fā)展和應用前景。</p><p>　　目前APF的研究主要集中在諧波的檢測，改善補償性能，增加APF的功能，解決不同的諧波源的補償，APF與其他設(shè)備的相互作用以及A

16、PF容量的計算等問題上。</p><p>　　（1）在諧波檢測理論方面，比較成熟和應用最為廣泛的是基于瞬時無功功率理論檢測方法，瞬時無功理論經(jīng)過不斷改進，現(xiàn)包括p-q法,ip-iq法 ，d-q法等方法，但并沒有一種理論可以廣泛的適用于各種情況，每種檢測方法都有一定的適用范圍或誤差，因此新的諧波檢測的方法也在不斷的研究之中。</p><p>　?。?）在APF控制方法方面，現(xiàn)在有學者嘗試采用

17、無差拍控制和改進的無差拍控制來改善APF的補償性能，均取得了一定的進展。近年來，APF與其他裝置綜合進行補償也逐漸開始得到研究，通過綜合應用來提供更為廣泛靈活的補償和調(diào)節(jié)功能。但這一部分的研究相對較少，其中電壓電流關(guān)系以及能量交換的理論還不是很完備，對設(shè)備的工作過程和控制方法還有待于進一步的研究。另外，APF模型的建立和工作過程也沒有得到足夠的重視，APF電壓電流關(guān)系和控制方法都存在進一步研究和改進的余地。</p><

18、;p>　　1.3 本文所做的工作</p><p>　　本文在閱讀和分析了國內(nèi)外文獻的基礎(chǔ)上，比較了無源濾波器、有源電力濾波器和混合型濾波器的幾種典型拓撲結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，提出了一種新型基于數(shù)字信號處理器(Digital Signal Processor — DSP)的并聯(lián)混合型有源電力濾波器。對有源電力濾波器中的各種諧波電流檢測方法進行了總結(jié)，闡述了當今運用最廣的p-q和諧波電流檢測方法的基本原理，比較了諧波電

19、流補償?shù)母鞣N控制策略以后，提出了一種基于定頻滯環(huán)的SVPWM控制的電流控制策略。并對系統(tǒng)進行了仿真驗證，具體研究內(nèi)容如下：</p><p>　　（1）介紹了諧波的危害、抑制諧波的方法和有源電力濾波器的國內(nèi)外研究現(xiàn)狀及發(fā)展趨勢。</p><p>　?。?）分析比較了滯環(huán)電流控制策略和三角波電流控制策略后，提出了一種基于定頻滯環(huán)的SVPWM控制的電流控制策略，并對其控制原理進行了分析。<

20、/p><p>　?。?）提出了一種新型的并聯(lián)混合型有源電力濾波器拓撲結(jié)構(gòu)，設(shè)計出了以全控型器件IGBT為開關(guān)器件的并聯(lián)型有源電力濾波器主電路，分析了該系統(tǒng)的工作原理，并對該系統(tǒng)的硬件電路進行了設(shè)計。</p><p>　?。?）利用Matlab6.5仿真軟件搭建系統(tǒng)的仿真模型，驗證系統(tǒng)的正確性。</p><p>　　2 諧波與無功補償理論概述</p><

21、;p><b>　　2.1 諧波的危害</b></p><p>　　諧波產(chǎn)生的危害是多方面的，根據(jù)危害對象分為三類：對輸電系統(tǒng)的危害、對電力用戶的危害和對信號干擾方面的危害。</p><p>　?。?）諧波對輸電系統(tǒng)的危害</p><p>　　增加了系統(tǒng)輸送電能的損耗。諧波會在輸電線路和變壓器上引起附加損耗，使網(wǎng)損增大；同時為了提高供電的可

22、靠性，還會為此增加設(shè)備的預留裕度，從而降低了系統(tǒng)的輸送能力和經(jīng)濟效益。</p><p>　　造成系統(tǒng)輸電設(shè)備的損壞，諧波還會引起旋轉(zhuǎn)電機的振動和噪聲，長時間的振動容易使金屬產(chǎn)生疲勞，降低機械強度，從而引起機械損壞。當系統(tǒng)阻抗在諧波電流的激勵下產(chǎn)生共振時，還會出現(xiàn)諧波過電壓，造成電容、電感和電纜等電器設(shè)備的絕緣損壞。</p><p>　　造成繼電保護誤動和自動裝置失靈。諧波成分過高時，可能引

23、起繼電保護誤動，從而導致誤操作，誘發(fā)系統(tǒng)解列甚至大面積停電等一系列意料之外的重大事故；也可能使自動裝置失靈，二次回路頻繁動作，造成繼電器彈性疲勞、接觸不良或觸點粘連。</p><p>　　影響電氣測量儀表的準確度。</p><p>　　（2）諧波對電力用戶的危害</p><p>　　使機械加工工業(yè)和精密制造業(yè)的加工精度達不到要求，造成產(chǎn)品質(zhì)量不合格，帶來資源浪費，也

24、影響了生產(chǎn)的連續(xù)性，給企業(yè)和社會造成了損失。</p><p>　　諧波電壓可能引起局部的并聯(lián)或串聯(lián)諧振，形成局部過電壓，造成負荷的絕緣損壞或過流，如湖北鋁廠諧波影響安陸棉紡廠，導致數(shù)百臺低壓電動機燒毀。</p><p>　　（3）在信號干擾方面的危害</p><p>　　諧波會引起一些保護設(shè)備誤動作，也會導致電氣測量儀表計量不準確。</p><p

25、>　　諧波通過電磁感應和傳導耦合等方式對鄰近的電子設(shè)備和通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾，嚴重時會導致它們無法正常工作。</p><p>　　諧波帶來的危害越來越被人們所重視，探討各種消除諧波的方法，已成為電力電子技術(shù)、電力系統(tǒng)、電氣自動化、理論電工等領(lǐng)域中的重要研究課題。</p><p>　　2.2 抑制諧波的方法</p><p>　　目前，針對諧波污染問題可以用兩條思路來

26、解決：第一條是裝設(shè)諧波補償裝置來補償諧波，這對各種諧波源都是適用的；第二條就是對產(chǎn)生諧波的電力電子裝置本身進行改造，使其不產(chǎn)生諧波，且功率因數(shù)可控制為1，這種方案只適用于作為主要諧波源的電力電子裝置。</p><p>　　2.2.1 LC無源濾波器</p><p>　　采用LC濾波器是裝設(shè)諧波補償裝置的傳統(tǒng)方法。這些濾波器是由濾波電容器、電抗器和電阻器等無源元件構(gòu)成的諧振電路。</p

27、><p>　　圖2-1示出了四種無源電力濾波器的原理電路圖。</p><p>　　圖2-1 高通濾波器的原理電路圖</p><p>　　Fig.2-1 The principle of high-pass filter circuit</p><p>　　圖2-1中(a)、(b)、(c)、(d)分別為一階、二階、三階和C型四種高通濾波器。<

28、;/p><p>　　一階高通濾波器需要的電容太大，基波損耗也太大，因此一般不采用。</p><p>　　二階高通濾波器的濾波性能最好，但與三階的相比，其基波損耗較高。</p><p>　　三階高通濾波器比二階的多一個電容C2，C2容量與C1相比很小，它提高了濾波器對基波頻率的阻抗，從而大大減少了基波損耗，這是三階高通濾波器的主要優(yōu)點。</p><p&

29、gt;　　C型高通濾波器的性能介于二階的和三階的之間。C2與L調(diào)諧在基波頻率上，故可大大減少基波損耗。其缺點是對基波頻率失諧和元件參數(shù)漂移比較敏感。</p><p>　　以上四種高通濾波器中，最常用的還是二階高通濾波器，C型高通濾波器也有較好的推廣應用價值。</p><p>　　它們的工作原理是對某些諧波頻率諧振形成低阻通路，使相應的諧波電流流入無源支路而避免流入電網(wǎng)。本課題采用的是二階高

30、通濾波器，以它為說明高通濾波器的工作原理。</p><p>　　由圖2-1的（b）可得二階高通濾波器的阻抗為</p><p><b>　　（2-1）</b></p><p>　　隨頻率變化的曲線如圖2-2所示，該曲線在某一很寬的頻帶范圍內(nèi)呈現(xiàn)為低阻抗，形成對次數(shù)較高諧波的低阻抗通路，使得這些諧波電流大部分流入高通濾波器。</p>

31、<p>　　圖2-2 二階高通濾波器的阻抗頻率特性</p><p>　　Fig.2-2 The second-order high-pass filter frequency characteristic impedance</p><p>　　無源濾波方案成本低、技術(shù)成熟，但存在以下缺陷：</p><p>　?。?）諧振頻率依賴于元件參數(shù)，因此只能對主

32、要諧波進行濾波，LC參數(shù)的漂移將導致濾波特性改變，使濾波性能不穩(wěn)定。</p><p>　?。?）濾波特性依賴于電網(wǎng)參數(shù)，而電網(wǎng)的阻抗和諧波頻率隨著電力系統(tǒng)的運行工況隨時改變，因而LC網(wǎng)絡的設(shè)計較困難。</p><p>　　（3）電網(wǎng)的參數(shù)與LC可能產(chǎn)生并聯(lián)諧振使該次諧波分量放大，使電網(wǎng)供電質(zhì)量下降。</p><p>　?。?）電網(wǎng)中的某次諧波電壓可能在LC網(wǎng)絡中產(chǎn)生

33、很大的諧波電流。</p><p>　　為解決無源濾波器的局限性，更好的抑制電網(wǎng)諧波，改善電能質(zhì)量，人們做了許多學術(shù)研究和探索，其中具有代表性的是有源電力濾波技術(shù)。</p><p>　　2.2.2 有源電力濾波器</p><p>　　有源電力濾波器（Active Power Filter——APF）是一種能對頻率和幅值都變化的諧波進行跟蹤補償，且補償特性不受電網(wǎng)阻抗影

34、響的電力電子裝置。它的基本原理是從補償對象中檢測出諧波電流，由補償裝置產(chǎn)生一個與該諧波電流大小相等而極性相反的補償電流，從而使電網(wǎng)電流只含基波分量[1]。</p><p>　　1969年Bird和Marsh描述了通過向交流電網(wǎng)注入三次諧波電流來減少電源電流中的諧波成分，從而改善電源電流波形的方法，是有源電力濾波技術(shù)的萌芽。1971年H.Sasaki和T.Machida首次完整地描述了有源電力濾波器的基本原理:從被

35、補償對象中檢測出諧波電流，由補償裝置產(chǎn)生一個與該諧波電流大小相等而極性相反的補償電流，從而使電網(wǎng)電流中只含基波分量。但由于當時是采用線性放大的方法產(chǎn)生補償電流，損耗大，成本高，未能在工業(yè)中實用。隨著功率半導體制造技術(shù)的發(fā)展，1976年L.Gyugyi等人提出采用功率晶體管和PWM逆變器來構(gòu)造APF，從而確立了APF的主電路拓撲結(jié)構(gòu)和控制方法。1983年，H.Akagi等人提出了瞬時無功功率理論，以該理論為基礎(chǔ)的諧波和無功電流檢測方法在A

36、PF中得到了成功應用，極大地促進了APF的發(fā)展。</p><p>　　和無源濾波器相比，有源電力濾波器具有如下優(yōu)點：</p><p>　?。?）具有高度可控性和快速響應性。</p><p>　?。?）不僅能跟蹤補償各次諧波，還可以抑制閃變、補償無功，有一機多能的特點。</p><p>　?。?）能自動產(chǎn)生所需的無功功率，甚至是變化的無功功率。

37、</p><p>　?。?）特性不受系統(tǒng)參數(shù)影響。</p><p>　　（5）可消除與系統(tǒng)阻抗發(fā)生諧振的危險，無諧波放大危險，體積小，重量較輕。</p><p>　?。?）具有自適應能力，可自動補償變化的諧波。</p><p>　　基于上述優(yōu)點，有源濾波技術(shù)己成為諧波抑制和無功補償?shù)闹匾椒?，它將給電力工業(yè)帶來巨大的經(jīng)濟效益和社會效益。盡管A

38、PF有著無源濾波器所不具備的巨大技術(shù)優(yōu)勢，但是目前要想在電力系統(tǒng)中完全取代無源濾波器還不太現(xiàn)實，這是因為與無源濾波器相比，APF具有如下缺點：</p><p>　?。?）目前廣泛應用于三相電路中的APF大都用模擬器件實現(xiàn)，這種方法的補償特性易和系統(tǒng)發(fā)生并聯(lián)諧振，并且低通濾波器的頻率特性和元器件參數(shù)容易因外界條件發(fā)生改變而改變。</p><p>　　（2）功率器件的容量和工作頻率限制了有源濾

39、波器的設(shè)計，要實現(xiàn)大功率但同時又具有快速電流響應的變流器非常困難。</p><p>　?。?）大容量的APF將導致初期投資大，運行效率低及電磁干擾大等缺點，并且影響到APF的動態(tài)補償性能。</p><p>　　2.3 衡量APF補償性能的指標</p><p>　　從理論上講，APF可使非線性負載電流中的諧波、無功和負序電流得到完全補償，但實際中很難做到。從電流檢測到

40、主電路產(chǎn)生實際需要的補償電流的過程中，都不可避免地要帶來誤差，因此需要一個衡量有源電力濾波器補償性能的指標。</p><p>　　有源電力濾波器對高次諧波電流補償?shù)男Ч梢杂醚a償前后電源電流的總諧波畸變率THD(Total Harmonic Distortion)來衡量。當補償后電源電流總的諧波畸變率小于補償前的諧波畸變率時，可以認為有源濾波器對諧波電流進行了有效補償。補償后電源電流總的諧波畸變率越小，補償效果越

41、好。當補償后電源電流總的諧波畸變率為零時，諧波電流得到了徹底補償。</p><p>　　有源電力濾波器對基波無功和負序電流的補償效果可以用電源電流中無功電流和負序電流的殘留情況來衡量。若補償后電源電流中的無功電流和負序電流的有效值和幅值明顯減小，即可認為有源電力濾波器對無功電流和負序電流進行了有效補償。補償后電源電流的無功電流和負序電流越小，補償效果越好。當補償后電源電流的無功電流和負序電流為零時，無功電流和負序

42、電流得到了徹底補償。</p><p>　　3 基于定頻滯環(huán)的SVPWM電流控制</p><p>　　在計算出諧波電流之后，最關(guān)鍵的問題是如何把計算出的電流值精確轉(zhuǎn)化為APF主電路中的電流值，也就是如何讓APF產(chǎn)生的補償電流正確及時地跟蹤檢測信號電流[2]。有源電力濾波器控制電路的作用就是根據(jù)補償電流的指令信號和實際補償電流之間的相互關(guān)系，得出控制主電路各個器件通斷的PWM信號，控制的結(jié)果應

43、保證補償電流跟蹤其指令電流信號的變化。由于有源電力濾波器產(chǎn)生的補償電流應實時跟隨其指令電流信號的變化，要求補償電流發(fā)生器具有很好的實時性，以達到理想的補償效果。這就給電流波形控制提出了很高的要求[3]。一般電流跟蹤控制電路必須滿足以下三個要求：</p><p>　　補償電流的快速控制能力；</p><p>　　由開關(guān)操作而產(chǎn)生的諧波失真要盡量小；</p><p>　

44、　如果是多重化有源濾波器，則必須使每一個逆變器的開關(guān)頻率相等。</p><p>　　目前電力有源濾波器的電流控制技術(shù)主要有滯環(huán)比較控制法、三角載波線性控制法、無差拍控制法、PWM觸發(fā)器比較法。隨著現(xiàn)代控制理論和策略的發(fā)展，一些新的控制方式，如：滑膜變結(jié)構(gòu)控制，模型參考自適應控制，重復控制，模糊控制、專家控制系統(tǒng)及神經(jīng)網(wǎng)絡控制、迭代學習控制等智能控制思想也逐漸進入電力電子系統(tǒng)的控制領(lǐng)域[4]。</p>

45、<p>　　3.1 滯環(huán)電流控制方式研究</p><p>　　滯環(huán)電流控制是一種瞬時值反饋控制模式，其基本思想就是將電流給定信號與檢測到的變流器實際輸入電流信號進行比較。如果實際電流大于給定值，則可以通過改變變流器的開關(guān)狀態(tài)使之減小，反之增大。這樣，實際電流圍繞給定電流波形作鋸齒狀變化，并將偏差控制在一定的范圍內(nèi)。滯環(huán)電流控制的原理圖如圖3-1所示。</p><p>　　圖3-

46、1 滯環(huán)電流控制原理圖</p><p>　　Fig.3-1 Hysteresis current control diagram</p><p>　　在該方式中，把補償電流的指令信號與實際的補償電流信號進行比較，兩者的偏差△作為滯環(huán)比較器的輸入，通過滯環(huán)比較器產(chǎn)生控制主電路中開關(guān)通斷的PWM信號，該PWM信號經(jīng)驅(qū)動電路來控制開關(guān)的通斷，從而控制補償電流的變化。</p><

47、;p>　　在這種控制方式中，滯環(huán)的寬度H對補償電流的跟隨性能有較大的影響。當H較大時，開關(guān)通斷的頻率即電力半導體器件的開關(guān)頻率較低，故對電力半導體器件的要求不高，但是跟隨誤差較大，補償電流中高次諧波較大。反之，當H較小時，雖然跟隨誤差小，但是開關(guān)頻率較高。 </p><p>　　但是在采用滯環(huán)比較器的瞬時值比較方式中，滯環(huán)的寬度通常是固定的，由此導致主電路中電力半導體器件的開關(guān)頻率是變化的。尤其是當變化的范

48、圍較大時，一方面，在值較小時，固定的環(huán)寬可能使補償電流的相對跟隨誤差過大；另一方面，在值大的時候，固定的環(huán)寬又可能使器件的開關(guān)頻率過高，甚至可能超出器件允許的最高工作頻率而導致器件損壞。</p><p>　　3.2 三角波調(diào)制法</p><p>　　三角波調(diào)制法是一種最簡單的電流控制方法，它的工作原理圖如圖3-2所示[5]。</p><p>　　圖3-2 三角波調(diào)

49、制法原理圖</p><p>　　Fig.3-2 Schematic of triangular wave modulate</p><p>　　這種方法將調(diào)制后的實際補償電流與電流指令信號的偏差△經(jīng)放大器K放大后，與高頻三角調(diào)制波進行實時比較，從而得到不同時刻逆變器的開關(guān)狀態(tài)。采用三角波調(diào)制法的優(yōu)點是電力電子器件的開關(guān)頻率是固定的，有利于簡化器件的選擇和器件保護的設(shè)計，而且動態(tài)響應好，實現(xiàn)

50、電路簡單，對高開關(guān)頻率的系統(tǒng)有較好的控制特性。但是，這種控制方法具有跟隨誤差大，易產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗和高頻失真的缺點，在大功率應用中受到限制，且電流響應比瞬時值比較方式慢。</p><p>　　3.3 基于定頻滯環(huán)的SVPWM控制</p><p>　　3.3.1 一種常規(guī)的定頻滯環(huán)電流控制策略</p><p>　　在進行電流解耦控制時，將誤差電流分解成，其中分量為可

51、獨立進行定頻滯環(huán)電流控制的電流誤差項，而分量為受交流中性點電壓擾動而不易定頻滯環(huán)電流控制的電流誤差項。但考慮三相對稱系統(tǒng)時，因而當控制在一定范圍內(nèi)，則和也將自動控制在一定范圍內(nèi)，從而獲得三相無中線變流器定頻滯環(huán)電流解耦控制。但這種方案的最大缺點是在計算時，其準確度依賴于三相變流器交流側(cè)電感及電阻的參數(shù)，故難以獲得理想的電流控制特性。</p><p>　　當三相變流器基于SVPWM控制時，只要參考電壓矢量位于空間電

52、壓矢量圍城的六邊形區(qū)域時，無論誤差電流矢量位于何處，都可以選擇適當?shù)氖箿p小，如圖3-3所示。</p><p>　　圖3-3 SVPWM電流可控區(qū)域</p><p>　　Fig.3-3 SVPWM Current Controllable Region</p><p>　　當定頻滯環(huán)電流控制和SVPWM電流控制相結(jié)合時，可獲得基于補償?shù)娜嘧兞髌鞫l滯環(huán)SVPWM電

53、流解耦控制。要保持對的可控性，須滿足：</p><p><b>　?。?-1）</b></p><p>　?。?-1）式中——三相變流器交流側(cè)電壓矢量。</p><p>　　顯然，當滿足式（3-1）時，可控的區(qū)域?qū)⒆兂蓤D3-4中的虛線六邊形區(qū)域。其最大調(diào)制時，相電壓峰值為?？梢?，這種控制方案其電壓利用率與只利用SVPWM控制電壓利用率相比，降低

54、了直流電壓利用率。因此，為了取得與常規(guī)的SVPWM同樣控制區(qū)域，必須提高直流側(cè)的電壓利用率，同時也增加了變流器的功率損耗。</p><p>　　3.3.2 在新坐標系下的空間矢量控制</p><p>　　圖3-4所示的是在坐標系（a，b，c）下的空間矢量分布圖。它將電壓矢量所分成的三個區(qū)域表示為三個平行四邊形區(qū)域：Ⅴ—Ⅵ，Ⅰ—Ⅱ，Ⅲ—Ⅳ。</p><p>　　圖3-

55、4 區(qū)域分布圖</p><p>　　Fig.3-4 The map Regional</p><p>　　對于Ⅴ—Ⅵ平行四邊形區(qū)域中的四個電壓矢量V1（100）、V0（000）、V5（001）、V6（101）[這里暫不考慮V7（111）]，其功率開關(guān)管狀態(tài)中，始終有，即b相橋臂下側(cè)功率開關(guān)管始終導通。當a相功率開關(guān)管動作時，電壓矢量在V1、V0或V6、V5之間互相切換，從而使得以控制，

56、此時，由于三相變流器相間輸出電壓不變，則相間電流誤差不受任何影響。</p><p>　　同理，當c相功率開關(guān)管動作時，電壓矢量在V0、V5或V1、V6之間相互切換，使得以控制，此時，由于三相變流器相間輸出電壓不變，則相間電流誤差不受任何影響。</p><p>　　類似分析表明，當、時，三相變流器指令電壓矢量位于區(qū)域Ⅰ—Ⅱ構(gòu)成的平行四邊形中，此時c相下側(cè)功率開關(guān)管始終導通，可用電壓矢量集獨立

57、控制、；而當、時，三相變流器指令電壓矢量位于區(qū)域Ⅲ—Ⅳ構(gòu)成的平行四邊形中，此時a相下側(cè)功率開關(guān)管始終導通，可用電壓矢量集獨立控制、。</p><p>　　另外，當指令電壓矢量位于三相變流器空間電壓矢量所圍成的某個三角形區(qū)域時，利用該三角形的三個頂點所對應的三個矢量（包括零矢量V0），不僅可以控制電流誤差矢量，且控制精度最高，該三角形三頂點對應的三個電壓矢量構(gòu)成了最優(yōu)矢量集，而與該三角形相鄰的兩側(cè)電壓矢量雖可控制誤

58、差電流，但其控制精度將低于最優(yōu)電壓矢量的控制精度，因而構(gòu)成了準最優(yōu)矢量集。如當位于區(qū)域Ⅰ時，構(gòu)成了控制的最優(yōu)矢量集，而V3、V6構(gòu)成了控制的準最優(yōu)矢量集。</p><p>　　當、時，三相變流器指令電壓矢量位于區(qū)域Ⅴ—Ⅵ中，如圖3-4所示。此時，電壓矢量V1、V0、V5、V6指向區(qū)域Ⅴ、Ⅵ的頂點，顯然，，并構(gòu)成了相間電流偏差控制的最優(yōu)和準最優(yōu)矢量集。觀察區(qū)域Ⅴ—Ⅵ構(gòu)成的平行四邊形，此時b相下側(cè)功率開關(guān)管始終導通，

59、因而可用電壓矢量集獨立控制、。</p><p>　　顯然，上述SVPWM控制中所用的4個電壓矢量中，其中3個為最優(yōu)電壓矢量，而一個為準最優(yōu)電壓矢量，并且得到了與相間電流定頻解耦滯環(huán)控制相同的結(jié)論，因而是一種基于相間電流解耦的定頻滯環(huán)SVPWM控制。這種基于相間電流解耦的定頻滯環(huán)SVPWM控制方法，其電流的可控區(qū)域為3個平行四邊形之和，即仍是三相變流器空間電壓矢量（k=0,…,7）所構(gòu)成的正六邊形區(qū)域，因而并沒有降

60、低變流器的直流側(cè)電壓利用率。</p><p>　　3.3.3 指令電壓矢量區(qū)域的確定及控制</p><p>　　要實現(xiàn)三相變流器定頻滯環(huán)SVPWM電流控制，其指令電壓矢量區(qū)域的確定極為重要。而區(qū)域的確定，則依賴于對三相變流器相間電流偏差的檢測，為此設(shè)立了雙滯環(huán)比較單元，如圖3-5所示[6]。</p><p>　　圖3-5 雙滯環(huán)電流比較特性</p>&

61、lt;p>　　Fig.3-5 Two more current hysteresis characteristics</p><p>　　圖3-5中，i j=a b，b c，c a</p><p>　　——外滯環(huán)比較單元輸出狀態(tài)值；</p><p>　　——內(nèi)滯環(huán)比較單元輸出狀態(tài)值；</p><p>　　、——分別為外、內(nèi)滯環(huán)寬度，且。

62、 </p><p>　　外滯環(huán)比較單元的作用是根據(jù)其輸出狀態(tài)確定參考電壓矢量在圖3-4中所在的平行四邊形區(qū)域，而內(nèi)滯環(huán)比較單元的作用是根據(jù)其輸出狀態(tài)最終確定具體采用的控制電壓矢量。</p><p>　　（1） 外滯環(huán)比較單元的工作原理</p><p>　　圖3-6所示為外滯環(huán)比較器工作原理圖，針對外滯環(huán)比較單元的輸出狀態(tài)，若=1，對于，則表明應施加指令電壓矢量控制，

63、使上升，與此同時，如果=0，對于，則表明應施加指令電壓矢量控制，使下降。對于=1且=0時，必須使、，故應在圖3-4的Ⅴ-Ⅵ區(qū)域。</p><p>　　圖3-6外滯環(huán)比較器原理圖</p><p>　　Fig.3-6 Foreign comparator hysteresis diagram</p><p>　　同理可以推得，對于且時，必須使、，應在圖3-6的Ⅰ—Ⅱ區(qū)域

64、，對于且時，必須使、，應在圖3-6的Ⅲ—Ⅳ區(qū)域。</p><p>　　推而廣之，若，則，反之，當，則，而由的極性即可判斷應在的區(qū)域，其中。表3-1表示了與所在區(qū)域的關(guān)系。</p><p>　　表3-1 的區(qū)域和的關(guān)系</p><p>　　Tab.3-1 The relationship between the regional of and </p>

65、<p>　　注：“×”表 示可以任意取值。</p><p>　　表中：、、為VSI功率開關(guān)管的開關(guān)函數(shù)</p><p>　　由表3-1可看出，當采用上述定頻滯環(huán)SVPWM電流控制時，當在空間旋轉(zhuǎn)一周時，a、b、c三個橋臂各有1/3周期不調(diào)制，這就降低了開關(guān)損耗。這類a、b、c三個橋臂各有1/3周期不調(diào)制的PWM控制，相當于在每相調(diào)制信號中加入了零序調(diào)制分量，由于零序調(diào)

66、制分量在提高三相無中線變流器電壓利用率的同時，并不會影響其相間電流的跟蹤控制，因而這種定頻滯環(huán)SVPWM電流控制是一種優(yōu)化的電流控制方案。</p><p>　　（2）內(nèi)滯環(huán)比較單元的工作原理</p><p>　　當指令電壓矢量所在的平行四邊形區(qū)域確定以后，則必須對該平行四邊形四個頂點對應的四條空間電壓矢量作出選擇，以控制電流誤差矢量，而內(nèi)滯環(huán)比較單元則能實現(xiàn)對具體控制電壓矢量的選擇。圖3-

67、7所示為內(nèi)滯環(huán)比較器的工作原理圖。</p><p>　　圖3-7 內(nèi)滯環(huán)比較器原理圖</p><p>　　Fig.3-7 Comparator with hysteresis diagram</p><p>　　內(nèi)環(huán)相電流比較器是階梯型特性，具有較小的滯環(huán)，構(gòu)成圖3-10中的內(nèi)六角形，其輸出值為-1, 0, 1之一，當相電流從正方向超出時，輸出為1，從負方向超出時，

68、輸出為-1，在滯環(huán)內(nèi)輸出為0。</p><p>　　內(nèi)環(huán)相電流比較器的輸出為、、。當電流誤差位于圖3-10中內(nèi)六角形內(nèi)部時，說明電流誤差在允許的范圍內(nèi)，不必進行開關(guān)動作。一旦電流誤差越出內(nèi)六角形，根據(jù)的值，可將內(nèi)外六角形中間的區(qū)域劃分為12個小區(qū)域，如圖3-8中內(nèi)外六角形間被虛線分成的區(qū)域1-12。</p><p><b>　　圖3-8控制矢量圖</b></p&

69、gt;<p>　　Fig.3-8 Control vector</p><p>　　當位于圖3-10的區(qū)域1時，其在a、b和c軸上的投影可以看出，而、均在滯環(huán)內(nèi)，此時、、。同理可以推出在其他區(qū)域的情況。如表3-2所示。</p><p>　　表3-2 的區(qū)域與的關(guān)系</p><p>　　Tab.3-2 The relationship between t

70、he regional of and </p><p>　　首先討論一下在Ⅴ—Ⅵ區(qū)域時的情況。</p><p>　　當處于Ⅴ—Ⅵ區(qū)域時，由表3-1可知，=1、=0、=0, 且、可調(diào)。這表明，此時、，且三相變流器 b相下橋臂功率開關(guān)管始終導通，由前面的可知，如果使，則；若使，則。換言之，當內(nèi)滯環(huán)比較單元輸出狀態(tài)=1時，表明此時過小，應使=1，以控制使增大，；而當內(nèi)滯環(huán)比較單元輸出狀態(tài)=0時

71、，表明過大，應使=1，以控制使減小。這樣可得在Ⅴ—Ⅵ區(qū)域中的開關(guān)函數(shù)邏輯關(guān)系式為:</p><p><b>　?。?-2）</b></p><p>　　同理，可以得出在Ⅰ—Ⅱ區(qū)域時的開關(guān)函數(shù)邏輯關(guān)系式為:</p><p><b>　?。?-3）</b></p><p>　　在Ⅲ—Ⅳ區(qū)域時的開關(guān)函數(shù)邏

72、輯關(guān)系式為:</p><p><b>　?。?-4）</b></p><p>　　將式（3-2）—（3-4）進行邏輯運算，便可導出在任意區(qū)域時的三相變流器開關(guān)函數(shù)邏輯關(guān)系式，為</p><p><b>　　（3-5）</b></p><p>　　由上面的可得到內(nèi)、外滯環(huán)比較器的輸出狀態(tài)和所在區(qū)域的關(guān)

73、系，如表3-3所示。</p><p>　　表3-3 內(nèi)、外滯環(huán)比較器的輸出狀態(tài)和所在區(qū)域的關(guān)系表</p><p>　　Tab.3-3 The output of comparator hysteresis state outside the region and the Table</p><p>　　顯然，通過外滯環(huán)比較單元和內(nèi)滯環(huán)比較單元的雙滯環(huán)比較控制，最終確

74、定了三相變流器開關(guān)函數(shù)的取值，也就選定了三相變流器控制電壓矢量（k=0,…,7）。</p><p>　　3.3.4 定頻滯環(huán)SVPWM電流控制的實現(xiàn)</p><p>　　同常規(guī)的定頻滯環(huán)電流控制類似，可以引入鎖相環(huán)控制，以動態(tài)調(diào)整內(nèi)、外滯環(huán)寬度，從而獲得定頻滯環(huán)SVPWM電流控制，其控制結(jié)構(gòu)如圖3-9所示。</p><p>　　圖3-9定頻滯環(huán)SVPWM電流控制的結(jié)

75、構(gòu)圖</p><p>　　Fig.3-9 The Structure of the Current Control of the Fixed-frequency Hysteresis SVPWM</p><p>　　由前面的分析可知，當外滯環(huán)比較單元判定指令電壓矢量所在的平行四邊形區(qū)域時，實際上只有兩個相間電流誤差可以獨立控制。</p><p>　　如當在Ⅲ—Ⅳ區(qū)域

76、時，，則、可獨立控制，而第三個相間電流 。為了提高的控制精度，應使、大小接近，且方向相反。對于定頻滯環(huán)電流控制，電流誤差的峰值點時刻與滯環(huán)比較器的翻轉(zhuǎn)點時刻相同，即電流誤差信號的相位和比較器的輸出信號相位一致，所以要使兩獨立控制的相間電流誤差、方向相反，只需使相應的內(nèi)滯環(huán)比較器的輸出信號相位相反即可，如圖3-10所示。</p><p>　　圖3-10 、的反相控制</p><p>　　F

77、ig.3-10 Inversion of Control of 、</p><p>　　在此，由于使用了鎖相環(huán)，在進行定頻控制時，對兩個相應的受控相間電流比較器，應使其中一個比較器輸出信號與鎖相環(huán)定頻同步信號同相，而另一個比較器輸出信號應與鎖相環(huán)定頻同步信號反相。</p><p>　　同理可以推出其他情況，表3-4給出了內(nèi)滯環(huán)比較器輸出信號相位關(guān)系。</p><p>

78、;　　表3-4 內(nèi)滯環(huán)比較器輸出信號相位關(guān)系</p><p>　　Tab.3-4 Output Signal Phase Relations of the Internal Hysteresis Comparator</p><p>　　4 并聯(lián)混合型有源電力濾波器系統(tǒng)</p><p>　　4.1 并聯(lián)混合型有源電力濾波器</p><p>

79、　　圖4-1、圖4-2分別為傳統(tǒng)和新型并聯(lián)混合電力濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)圖，對比不難發(fā)現(xiàn)除了有源濾波器（APF）分別控制電壓源和電流源以外，兩拓撲的主要區(qū)別在于電流源型在APF兩端并聯(lián)了附加電感La，同時電流源型中的無源濾波器為幾條純調(diào)諧LC濾波支路組成，而電壓源型中的無源濾波器的幾條LC濾波支路存在頻偏。它們在諧波頻率下的等效電路如圖4-3和圖4-4。</p><p>　　圖4-1 傳統(tǒng)并聯(lián)混合電力濾波器結(jié)構(gòu)圖 圖

80、4-2 新型并聯(lián)混合電力濾波器結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　Fig.4-1 Structrue of the Traditional Parallel Fig.4-2 Structrue of the New-typed </p><p>　　Hybrid Power Filter Parallel Hybrid Power Filter</p>

81、;<p>　　圖4-3傳統(tǒng)并聯(lián)混合電力濾波器等效電路圖 圖4-4新型并聯(lián)混合電力濾波器結(jié)構(gòu)圖</p><p>　　Fig.4-3 Equivalent Circuit of theTraditional Fig.4-4 Structrue of the New-typed </p><p>　　Parallel Hybrid Power Filter

82、 Parallel Hybrid Power Filter</p><p>　　對新型混合濾波器的諧波頻率下的等效電路圖進行戴維南等效變換將變成傳統(tǒng)混合濾波器在諧波頻率下的等效電路，這里新型拓撲等效電路中的純調(diào)諧LC濾波器和附加電感La串聯(lián)等效諧波阻抗等于傳統(tǒng)拓撲中的LC濾波器的諧波阻抗。故在本文中采用新型并聯(lián)混合電力濾波器。</p><p>　　4.2 總體系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖</p

83、><p>　　圖4—5示出了使用新型并聯(lián)型混合電力濾波器系統(tǒng)的拓撲結(jié)構(gòu)圖。</p><p>　　圖4—5并聯(lián)混合型有源濾波器的構(gòu)成</p><p>　　Fig.4-5 The Composition of the Parallel Hybrid Active Filter</p><p>　　圖4-5中，負載為諧波源，在這里我使用的是電力系統(tǒng)中的

84、一種典型諧波源—三相橋式全控整流器，整流器的直流側(cè)為阻感負載。T1為整流變壓器。</p><p>　　在該系統(tǒng)中，無源濾波器由多個單調(diào)諧支路組成，APF則與一個很小的附加電感La通過耦合變壓器并聯(lián)后串入無源濾波器中。耦合變壓器起到隔離、匹配PWM變流器電壓、電流容量的作用。諧波和無功主要由無源濾波器補償，而APF的作用是改善無源濾波器的濾波特性，抑制電網(wǎng)阻抗對無源濾波器的影響，以及抑制電網(wǎng)與無源濾波器之間可能發(fā)生

85、的諧振，從而使整個濾波器獲得很好的濾波特性。</p><p>　　在該混合電力濾波器中，APF被控為諧波電流源，使得基波無功電流被強迫流過附加電感La，而APF中只流過諧波電流。由于無源濾波器被配置為純調(diào)諧，APF基本上不承受諧波電壓。又由于La與無源濾波器相比基波阻抗很小，所以它兩端所占基波電壓很小，因此APF的容量可以做到很小。當APF過流或故障時，借助于快速熔斷器，APF可以迅速脫離整個濾波器。而原為零偏的

86、無源濾波器由于電感La的串入而有一定的頻偏，可以正常工作。由理論分析，可見，這種新型混合具有很強的實用性。</p><p>　　該并聯(lián)混合型有源電力濾波器將有源濾波器與無源濾波器串聯(lián)后再與非線性負載并聯(lián)。通過無源濾波器隔離基波電壓，充分發(fā)揮無源濾波器、有源濾波器各自的優(yōu)勢，消除它們各自的弊端，盡量減小有源濾波器的容量，既解決了絕緣問題又降低了成本。</p><p>　　4.3 并聯(lián)混合型有

87、源濾波器的工作原理分析</p><p>　　為分析方便，本文對單相系統(tǒng)進行分析研究，結(jié)論可以推廣到三相系統(tǒng)。圖4—6示出了系統(tǒng)的單相等效電路圖。</p><p>　　圖4—6系統(tǒng)的單相等效電路</p><p>　　Fig.4-6 The Single-phase Equivalent Circuit of the System</p><p>

88、;　　這里假設(shè)有源電力濾波器是一個理想的受控電壓源，且,諧波源被看作一個電流源。圖中為電源阻抗；為LC濾波器的總阻抗。</p><p>　　當不接有源電力濾波器，即K=0時，負載諧波電流由LC濾波器補償，其補償特性取決于和。由圖4—6有</p><p><b>　　(4—1)</b></p><p>　　如果電源阻抗很?。▅|），或無源濾波器沒

89、有調(diào)諧到負載所產(chǎn)生的諧波頻率，此時，，就達不到所要求的濾波特性。</p><p>　　當和在特定頻率處發(fā)生并聯(lián)諧振（|）時，此時將出現(xiàn)諧波放大現(xiàn)象，流入電源的諧波電流比負載中的諧波電流還要大。</p><p>　　當接入有源電力濾波器，并控制為一個電壓源</p><p><b>　?。?—2）</b></p><p>　

90、　此時，有源電力濾波器將迫使負載中的諧波電流流入LC濾波器，使得電源電流中不含諧波?？梢姡性措娏V波器的功能是解決LC濾波器所固有的問題。 </p><p>　　當只考慮對的補償特性時，假設(shè)電源電壓為正弦波。電源電流的諧波分量、連接點處諧波電壓、有源濾波器的輸出電壓由以下三式給出：</p><p><b>　　（4—3）</b></p><p&g

91、t;<b>　?。?—4） </b></p><p><b>　　（4—5）</b></p><p>　　圖4—7系統(tǒng)對的等效電路 圖4—8系統(tǒng)對Ush的等效電路</p><p>　　Fig.4-7 The Single-phase Equivalent Fig.4-8 The Single-pha

92、se Equivalent Circuit</p><p>　　Circuit of the System to of the System to Ush</p><p>　　式（4—3）說明，對于而言，圖4—6和圖4—7是等效的，因而可將單相等效電路化成圖4—7的形式。由圖4—7可以看出，這相當于給串接了一個純電阻K。</p><p

93、>　　4.4 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計</p><p>　　4.4.1 無源濾波器的設(shè)計</p><p>　　本系統(tǒng)采用投資費用最小的方法來設(shè)計無源濾波器。由第三章的仿真可以看出，電網(wǎng)中的諧波電流以5次、7次諧波為主，所以采用單調(diào)諧無源濾波器來濾除5次、7次諧波，其他的高次諧波采用高通濾波器來濾除。</p><p>　?。?） 單調(diào)諧濾波器的設(shè)計</p>&

94、lt;p>　　根據(jù)諧波治理對象的諧波含量特點確定單調(diào)諧無源濾波器的具體濾波次數(shù)后，電容C和電感L具體參數(shù)設(shè)計要從以下幾個方面來考慮：</p><p><b>　　LC的容量</b></p><p>　　單調(diào)諧濾波器中的電容和電抗器主要承受兩種頻率的激勵作用，一個是電網(wǎng)基波頻率電壓，另一個是調(diào)諧頻率電流。</p><p><b>

95、　　電容容量為：</b></p><p><b>　?。?-6）</b></p><p><b>　　電抗器的容量為：</b></p><p><b>　?。?-7）</b></p><p>　　式中：——基波相電壓；</p><p><

96、;b>　　——n次諧波電流。</b></p><p><b>　　LR的數(shù)值</b></p><p>　　采用投資費用最小的方法來設(shè)計單調(diào)諧濾波器。設(shè)電容和電感的單位容量的投資為P和H，則濾波器所需的資金為：</p><p><b>　　（4-8）</b></p><p>　　由式

97、（4-6）、（4-7）可知，式（4-8）中的y是關(guān)于C的函數(shù)，為求得y取最小值時C的值，用y對C求導并令其等于0，可得電容C為：</p><p><b>　?。?-9）</b></p><p><b>　　根據(jù)可得：</b></p><p><b>　?。?-10）</b></p>&l

98、t;p>　?。?-11） </p><p>　　式中:：Q——濾波器的品質(zhì)因數(shù)，一般取值在30-60之間。</p><p>　?。?） 高通濾波器的設(shè)計</p><p>　　高通濾波器的工作原理在第一章中已經(jīng)介紹過了。本系統(tǒng)中采用二階高通濾波器濾除11次以上的諧波電流，其濾波特性由以下兩個參數(shù)描述：</p><p><b&g

99、t;　?。?-12）</b></p><p><b>　　（4-13） </b></p><p>　　其中，——截止頻率，</p><p>　　——與品質(zhì)因數(shù)直接相關(guān)，一般取值在0.5-2之間。</p><p>　　高通濾波器電容和電感的容量分別為：</p><p><b>

100、　?。?-14）</b></p><p><b>　　（4-15）</b></p><p>　　式中，——負載諧波電流的高次諧波電流；</p><p>　　——用來估算高次電流作用在電感上的容量的系數(shù)。</p><p>　　設(shè)電容電感的單位容量的投資為和，則高通濾波器的費用為：</p><

101、p><b>　?。?-16）</b></p><p>　　式中y是關(guān)于C的函數(shù)，為求得y取最小值時C的值，用y對C求導并令其等于0，可得電容C為：</p><p><b>　?。?-17）</b></p><p><b>　　則有：</b></p><p><b&g

102、t;　?。?-18）</b></p><p>　　取截止頻率為9次，計算可得高通濾波器的參數(shù)。</p><p>　　由上述經(jīng)驗算法可得出無源部分的參數(shù)：</p><p><b>　　5次部分： ，</b></p><p><b>　　7次部分： ，</b></p>&l

103、t;p>　　高通濾波器部分： ，，</p><p>　　4.4.2 有源濾波器系統(tǒng)各電路設(shè)計</p><p>　　有源電力濾波器要能有效地補償整流裝置產(chǎn)生的諧波電流和無功電流，對諧波及無功電流檢測電路以及補償電流發(fā)生電路分別提出了要求。檢測電路必須能及時準確地計算出指令電流，補償電流發(fā)生電路必須能實時準確地跟蹤指令電流。</p><p>　　諧波電流檢測部分包

104、括：負載電流檢測、電源電壓同步信號的檢測、有源電力濾波器補償電流的檢測這三部分。</p><p>　　在本課題中，對于負載電流檢測和有源電力濾波器補償電流的檢測這兩部分采用霍爾電流傳感器來實現(xiàn)。電源電壓同步信號的檢測是為了產(chǎn)生與電源電壓同相位的正弦波信號，在此，本文用鎖相環(huán)實現(xiàn)。</p><p>　?。?） 霍爾（HALL）傳感器</p><p>　　對于直流及非正

105、弦（含有諧波分量較多）的交流電壓和電流信號的隔離傳送，最好的方法是用霍爾電壓和電流傳感器?；魻杺鞲衅鞑粌H可實現(xiàn)被測電路與反饋電路的可靠隔離，而且與其它電流傳感器相比，霍爾傳感器具有以下優(yōu)點：</p><p>　　可以測量任意波形的電流；</p><p><b>　　精度高，優(yōu)于1%；</b></p><p>　　線性度好，優(yōu)于0. 1%；<

106、;/p><p>　　動態(tài)性能好，響應時間小于1,跟蹤速度；</p><p>　　工作頻帶寬：0-100kHz內(nèi)精度為1%,,0-5kHz內(nèi)精度為0.5%；</p><p>　　靈敏度高,可在幾百安的直流電流上區(qū)分幾毫安的交流分量；</p><p>　　體積小，重量輕，易于安裝。</p><p>　　因此，霍爾電流傳感器非常

107、適合于有源電力濾波中電流信號的檢測。</p><p>　　霍爾電流傳感器的接線如圖4-8所示。一次被測電流多采用穿線式。將被測電流I的導線由傳感器模塊中間的孔穿過（單匝或多匝）即可得到測量電流，的額定值一般為100mA，通過采樣電阻，可將電流轉(zhuǎn)化為電壓信號?；魻杺鞲衅魇褂脮r需要±15V的直流電源。</p><p>　　圖4-8 霍爾電流傳感器接線示意圖</p>&l

108、t;p>　　Fig.4-8 Patching sketch of current sensor</p><p>　　本課題中選用南京托肯電子科技有限公司生產(chǎn)的霍爾電流傳感器TBC10LX檢測輸入交流電流，用霍爾電壓傳感器TBC10/25A采集輸入交流電壓, 用霍爾電流傳感器TBC5/25A采集輸出直流電壓。</p><p><b>　　（2）鎖相環(huán)</b><

109、;/p><p>　　電網(wǎng)的頻率存在一定變化，當DSP對電網(wǎng)信號采集的N個等間隔樣本點并不恰好均勻落在電網(wǎng)的一個整周波內(nèi)時，將會造成測量的誤差。為消除這個誤差，過去常常用對檢測到的采樣值進行插值運算或引入窗函數(shù)的方法進行處理，這將增加編程量及運算時間。減少或者消除同步誤差的方法是使用同步采樣技術(shù)，即在系統(tǒng)中采用同步采樣環(huán)節(jié)，使采樣點均勻的分布在電網(wǎng)的一個整周波內(nèi)。在實際使用中，同步采樣有兩種常用方法。一種方法是使用軟件

110、定時同步采樣方法，即采用過零比較器檢測信號負向過零點，并向DSP發(fā)出中斷請求信號，兩次中斷之間的時間就是信號的整個周波。根據(jù)每個周波的采樣次數(shù)計算出每兩個采樣點之間的時間間隔，通過軟件定時器控制采樣/保持器和A/D轉(zhuǎn)換器。這種方法硬件簡單，但是需要DSP計算和干預。第二種方法是利用硬件實現(xiàn)同步采樣，可以采用鎖相環(huán)頻率倍增技術(shù)來控制采樣的定時和速率，從而實現(xiàn)用硬件保證采樣的同步性，從根本上消除因采樣不同步造成的誤差。</p>

111、<p>　　有源電力濾波系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)是如何實時檢測非線性負載電流中的無功分量和諧波分量以獲得系統(tǒng)控制電路所需的補償電流指令信號。其準確性將影響到整個有源電力濾波系統(tǒng)的濾波性能。在諧波電流檢測中要用到與電網(wǎng)電壓同相的電壓、電流信號，本文采用的是第二種方法。</p><p>　　圖4-9 鎖相環(huán)同步采樣原理圖</p><p>　　Fig.4-9 Schematic Diagram

112、 of PLL Simultaneous Sampling</p><p>　　圖4-9是使用鎖相環(huán)同步采樣的電網(wǎng)信號數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的框圖。圖中，鎖相環(huán)與外接的分頻器構(gòu)成頻率倍增電路。被測電網(wǎng)信號經(jīng)過低通濾波器和過零比較器整形。過零比較器輸出信號與壓控振蕩器輸出的經(jīng)過分頻器分頻的信號在鑒相器內(nèi)進行相位比較。鑒相器的輸出經(jīng)低通濾波器后控制壓控振蕩器的頻率，使壓控振蕩器輸出經(jīng)分頻器分頻后的頻率向被測信號頻率靠攏、直至頻