文獻(xiàn)綜述和開題報(bào)告--- 協(xié)同mimo-ofdm同步技術(shù)研究

1、<p>　　本 科 生 畢 業(yè) 論 文（設(shè)計(jì)）</p><p><b>　　文獻(xiàn)綜述和開題報(bào)告</b></p><p>　　一、題目： 協(xié)同MIMO-OFDM同步技術(shù)研究 </p><p>　　二、指導(dǎo)教師對文獻(xiàn)綜述和開題報(bào)告的具體內(nèi)容要求：</p><p>　　文獻(xiàn)綜述和開題報(bào)告要求：1、進(jìn)行文獻(xiàn)查找和閱讀

2、，在IEL、萬方、維普等電子數(shù)據(jù)庫查找關(guān)于無線傳輸信道模型、特性，特別是分布式協(xié)同傳輸信道模型，OFMD、MIMO-OFDM及分布式MIMO載波、符號同步相關(guān)的原理論文，及《OFDM原理》等書籍，有針對性地閱讀文獻(xiàn)資料；2、重點(diǎn)針分布式MIMO-OFDM系統(tǒng)中的幀結(jié)構(gòu)和訓(xùn)練字、幀、載波頻率、相位、符號同步估計(jì)算法進(jìn)行深入理解和閱讀，把1~2篇論文翻譯成中文；3、根據(jù)閱讀的內(nèi)容，整理文獻(xiàn)綜述報(bào)告，要求說明畢設(shè)題目相關(guān)技術(shù)背景、發(fā)展歷史

3、，及技術(shù)現(xiàn)狀等；4、撰寫開題報(bào)告，說明分布式MIMO-OFDM的同步訓(xùn)練字設(shè)計(jì)、同步估計(jì)關(guān)鍵算法方案，給出比較詳細(xì)可行的畢設(shè)執(zhí)行計(jì)劃。</p><p>　　指導(dǎo)教師（簽名） </p><p>　　年 月 日</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　

4、文獻(xiàn)綜述1</b></p><p><b>　　開題報(bào)告15</b></p><p><b>　　文獻(xiàn)綜述</b></p><p><b>　　1. 背景介紹</b></p><p><b>　　1.1 研究背景</b></p>

5、<p>　　100多年前，馬可尼利用無線電實(shí)現(xiàn)了英格蘭海峽行駛的船只之間的通信，從此，無線通信技術(shù)逐漸登上歷史舞臺。最近幾十年來，無線通信技術(shù)取得了飛速的發(fā)展，伴隨著技術(shù)的發(fā)展，多種多樣的無線通信服務(wù)正走進(jìn)千家萬戶，成為人們生活中不可或缺的一部分。</p><p>　　以與我們關(guān)系最緊密的移動(dòng)無線通信為例，在經(jīng)歷了第一代模擬移動(dòng)通信、第二代數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信之后，第三代移動(dòng)通信技術(shù)(3G)目前正緊鑼密

6、鼓地向全社會范圍推廣鋪開。3G的核心技術(shù)是CDMA，理論上在室內(nèi)、室外和行車的環(huán)境中能夠分別支持至少2Mbps、384kbps以及144kbps的傳輸速度。近幾年來WCDMA、TD-SCDMA、HSAP等各種系統(tǒng)已經(jīng)逐步在全球范圍大規(guī)模部署。然而這些還是遠(yuǎn)遠(yuǎn)無法滿足用戶對于高速率、高質(zhì)量的多媒體服務(wù)的需求。而且對于更高速率的無線傳輸引起的多徑干擾，CDMA技術(shù)將無能為力。</p><p>　　與此同時(shí)，3GPP又

7、啟動(dòng)了LTE(Long Term Evolution)、HSPA+、LTE-Advanced等長期標(biāo)準(zhǔn)演進(jìn)項(xiàng)目，完成3G到4G的一個(gè)過渡。作為下一代移動(dòng)通信最關(guān)鍵的技術(shù)，OFDM和MIMO能夠極大地提高頻譜利用率，提升對抗多徑干擾的性能，實(shí)現(xiàn)高速率數(shù)據(jù)傳輸。以LTE為例，該標(biāo)準(zhǔn)采用OFMD、MIMO等先進(jìn)的無線傳輸技術(shù)，目前已經(jīng)完成的R8 LTE系統(tǒng)，在20MHz頻譜帶寬下能夠提供下行326Mbps與上行86Mbps的峰值速率，頻譜效率

8、達(dá)到3GPP R6版本的3~5倍[1]。</p><p>　　為了在單天線移動(dòng)臺上利用MIMO技術(shù)，我們引入?yún)f(xié)作通信的概念。所謂協(xié)作通信，指的是在多用戶的環(huán)境中，具有單根天線的移動(dòng)臺可以按照一定方式來共享其他用戶的天線形成一個(gè)虛擬MIMO系統(tǒng)。協(xié)同技術(shù)在WiMAX、LTE-Advanced等通信標(biāo)準(zhǔn)中都有一定的應(yīng)用，而且適用于單天線、體積小的無線通信系統(tǒng)，如在Ad hoc和傳感器網(wǎng)絡(luò)中有廣闊的應(yīng)用前景。</

9、p><p>　　1.2 MIMO技術(shù)</p><p>　　MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技術(shù)最早是馬可尼在1908年提出的。根據(jù)收發(fā)天線的數(shù)量，相對于普通的單發(fā)單收系統(tǒng)（我們稱之為SISO），MIMO還包括SIMO系統(tǒng)和MISO系統(tǒng)。</p><p>　　MIMO技術(shù)的基本原理如圖1.1所示。對于單發(fā)單收系統(tǒng)，信號通過無線信道傳

10、輸，將會經(jīng)歷不同路徑與時(shí)間，產(chǎn)生多徑干擾，這對于無線通信是致命的。傳統(tǒng)的做法是在接收端做信道估計(jì)，利用均衡器來補(bǔ)償多徑產(chǎn)生的影響。MIMO技術(shù)則反其道行之，將具有相同信息的信號通過不同天線發(fā)射，經(jīng)歷不同的路徑，從而在接收端獲得數(shù)據(jù)符號的多個(gè)獨(dú)立衰落的樣本，這樣就利用多徑特性，提高傳輸?shù)目煽啃浴?lt;/p><p>　　MIMO技術(shù)有如下三種不同的應(yīng)用[2]：</p><p>　　①空間分集：通

11、過在不同天線上傳輸相同的信息流，可以降低誤碼率，實(shí)現(xiàn)分集增益。在這種應(yīng)用中，發(fā)射端的數(shù)據(jù)需經(jīng)過一定的二維編碼(我們稱之為空時(shí)編碼)，然后通過發(fā)送天線發(fā)出。在接收端，將不同天線信號的整合與解碼，就能夠?qū)崿F(xiàn)分集增益。換個(gè)角度，在單天線系統(tǒng)中我們同樣可以將每個(gè)符號發(fā)送多次，從而降低誤碼率，但這樣做的代價(jià)是時(shí)間域上的冗余增加，也即傳輸速率的降低。而MIMO利用的是空間域上的冗余，因此在相同的誤碼率下，MIMO能夠提供的傳輸速率是單天線系統(tǒng)的倍，

12、即分集增益是。典型的空間分集技術(shù)有Alamouti的空時(shí)分組碼和Tarokh等人提出的空時(shí)格碼。</p><p>　?、诳臻g復(fù)用：在多個(gè)天線上同時(shí)發(fā)射不同的信息流(稱為層)，從而獲得更高的傳輸速率，實(shí)現(xiàn)復(fù)用增益。由于不同層的信息在傳輸過程中可能相互疊加，所以接收端會采用一些干擾抵消算法。對于如圖1.1所示的系統(tǒng)，復(fù)用增益為。典型的空間復(fù)用方案有貝爾實(shí)驗(yàn)室的分層空時(shí)(BLAST)編碼。</p><

13、;p>　　圖1.1 MIMO基本示意圖</p><p>　　③智能天線：智能天線是利用多個(gè)天線產(chǎn)生空間定向波束，使天線主波束對準(zhǔn)用戶信號到達(dá)方向，旁瓣或天線增益較小的對準(zhǔn)干擾信號到達(dá)方向，從而充分高效地接收用戶信號，抑制干擾信號。所謂“智能”，指的是天線能夠根據(jù)基站與移動(dòng)臺之間鏈路的方向性，自適應(yīng)地調(diào)整波速的形狀。</p><p>　　MIMO技術(shù)已經(jīng)成為無線通信領(lǐng)域的關(guān)鍵技術(shù)之一

14、。在無線寬帶移動(dòng)通信系統(tǒng)方面，第3代移動(dòng)通信合作計(jì)劃(3GPP)已經(jīng)在標(biāo)準(zhǔn)中加入了MIMO技術(shù)相關(guān)的內(nèi)容，B3G和4G的系統(tǒng)中也將應(yīng)用MIMO技術(shù)。在無線寬帶接入系統(tǒng)中，正在制訂中的802.16e、802.11n和802.20等標(biāo)準(zhǔn)也采用了MIMO技術(shù)。</p><p>　　1.3 OFDM技術(shù)</p><p>　　對于的單載波調(diào)制(如圖1.2(a)所示)，若信道狀況不理想，具體而言，就是

15、當(dāng)信號帶寬大于信道的相干帶寬時(shí)，會造成信號的嚴(yán)重失真和碼間干擾。為解決這一問題，通常的做法是在接收端用均衡器補(bǔ)償，而另一種可取的思路是采用多載波調(diào)制，即將信道分為一系列子信道。當(dāng)子信道的帶寬足夠小，小于信道的相干帶寬時(shí)，每一子信道內(nèi)可視為信道特性接近于理想，碼間干擾可以消除。</p><p>　　傳統(tǒng)的多載波調(diào)制(如圖1.2(b)所示)，需要留一定的保護(hù)帶寬來防止各子信道之間的串?dāng)_，顯然，這樣的頻譜利用率并不高。

16、而OFDM(如圖1.2(c)所示) 允許各子信道頻譜相互交疊，由圖可見，OFDM相對于傳統(tǒng)的多載波調(diào)制能夠至少能節(jié)省50%的頻譜資源。</p><p>　　圖1.2 三種調(diào)制方式示意圖</p><p>　　對于OFDM，為防止各子信道之間出現(xiàn)串?dāng)_，要求各子載波相互正交，經(jīng)簡單的推導(dǎo)可知，相鄰子載波的頻率間隔為OFDM的有效符號時(shí)間間隔T的倒數(shù)。由于需要保證子載波之間的正交性，OFDM對于

17、定時(shí)、頻率同步的要求非常嚴(yán)格。</p><p>　　除了具有頻譜利用率高的優(yōu)勢之外，OFDM可以利用離散傅里葉變換(DFT)實(shí)現(xiàn)，當(dāng)子載波數(shù)目N較大時(shí)，可以用FFT結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)OFDM調(diào)制與解調(diào)，相比于傳統(tǒng)多載波調(diào)制采用大量濾波器和振蕩器組，可以大大節(jié)約成本。此外OFDM的不同子帶可以采用不同的調(diào)制方式，如BPSK、QAM等，我們可以根據(jù)不同子信道的信道環(huán)境，采用不同調(diào)制方式，甚至在某些惡劣子信道上不調(diào)制任何信息，這

18、樣也就實(shí)現(xiàn)了信息論中所謂的灌水法則。</p><p>　　目前，OFDM已經(jīng)較為廣泛地應(yīng)用于非對稱數(shù)字用戶環(huán)路(ADSL)、數(shù)字視頻廣播(DVB)、無線局域網(wǎng)(WLAN)等領(lǐng)域，并且開始應(yīng)用于無線廣域網(wǎng)(WWAN)和第四代移動(dòng)無線通信系統(tǒng)中。IEEE的5GHz無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)802.11a和2-11GHz的標(biāo)準(zhǔn)802.16a均采用OFDM作為它的物理層標(biāo)準(zhǔn)。</p><p>　　1.4 MI

19、MO-OFDM技術(shù)</p><p>　　OFDM技術(shù)能夠有效地對抗頻率選擇性衰落，并能提高頻譜利用率。舉例來說，在802.16a系統(tǒng)中，假設(shè)采用6MHz的帶寬，利用OFDM技術(shù)，可以達(dá)到4.20-22.91Mb/s的傳輸速度，折合成頻帶效率，約為0.7-3.82b/s/Hz[3]，這相比于單載波調(diào)制和傳統(tǒng)的多載波調(diào)制要高的多，但是這個(gè)數(shù)值是受到系統(tǒng)容量的限制，無法突破。然而MIMO技術(shù)卻可以在不增加帶寬的情況下大

20、幅度地提高系統(tǒng)容量和頻譜利用率，如802.11n可以將WLAN的傳輸速率由目前的802.11a及802.11g提供的54Mbps提高到108Mbps，甚至峰值可高達(dá)500Mbps，有數(shù)據(jù)顯示，寬帶MIMO-OFDM系統(tǒng)可以輕松達(dá)到10b/s/Hz數(shù)量級的頻譜效率，這對于OFDM來說簡直是如虎添翼，引入MIMO技術(shù)不但提高了傳輸速率，也使得無線傳輸?shù)馁|(zhì)量大大提升。時(shí)間、頻率、空間，三者在MIMO-OFDM下實(shí)現(xiàn)了完美的結(jié)合，最大程度地利用

21、了有限的無線頻譜資源。OFDM和MIMO的結(jié)合已成為未來無線通信技術(shù)的趨勢，也必將是未來移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)（IMT-advanced）的最核心技術(shù)。</p><p>　　天下沒有免費(fèi)的午餐，性能的大幅提升同樣伴隨著許多技術(shù)難題亟待解決。首先，OFDM對子載波的正交性有嚴(yán)格要求，這就需要有良好的定時(shí)和頻率同步，在引入MIMO技術(shù)之后，接收端每個(gè)天線的信號是發(fā)射端多個(gè)天線信號經(jīng)過不同路徑的疊加，這使得定時(shí)和頻率同步變得異常

22、困難，需要采用一定的多用戶檢測(MUD)技術(shù)予以解決。其次，MIMO技術(shù)要求不同天線經(jīng)歷的信道衰落相對獨(dú)立，這就要求天線間的距離至少在1/4信號波長以上，這在小型便攜式移動(dòng)通信設(shè)備上不易實(shí)現(xiàn)，一般只能在基站側(cè)使用。</p><p>　　1.5 協(xié)同MIMO-OFDM技術(shù)</p><p>　　實(shí)現(xiàn)MIMO-OFDM系統(tǒng)的一個(gè)瓶頸問題就是無法在小型的無線通訊設(shè)備上搭載多個(gè)天線，如果這一問題無法

23、得到妥善解決，那么MIMO-OFDM的推廣鋪開將會受到很大限制。在這樣的情況下，協(xié)同MIMO-OFDM技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。協(xié)同通信的基本原理如圖1.3所示。假設(shè)用戶A需要與用戶B進(jìn)行通信，用戶A首先與周圍若干個(gè)距離較近的用戶協(xié)調(diào)，組成一個(gè)虛擬天線陣列(VAA1)。同理用戶B也與周圍若干通信設(shè)備組成VAA2。用戶A先將需要發(fā)送的數(shù)據(jù)信息轉(zhuǎn)發(fā)給VAA1中的其他設(shè)備，通過一定的策略協(xié)調(diào)，幾個(gè)設(shè)備同時(shí)將相同的信息通過不同路徑轉(zhuǎn)發(fā)，經(jīng)過一定的中繼路由，

24、最終被VAA2中的設(shè)備接收。VAA2所有設(shè)備接收到信息后再同步轉(zhuǎn)發(fā)給用戶B。在良好的定時(shí)與頻率同步的前提下，VAA能夠?qū)崿F(xiàn)與多天線技術(shù)相同的功能，如實(shí)現(xiàn)分集增益，提高信道容量等。根據(jù)上述描述的特性，協(xié)同MIMO又稱為虛擬MIMO或分布式MIMO。</p><p>　　目前協(xié)同MIMO-OFDM有許多研究熱點(diǎn)，比如協(xié)作機(jī)制、編碼方法、同步算法、中繼的選擇、應(yīng)用前景等都有很多人在研究，但是有很多關(guān)鍵技術(shù)未得到解決。比

25、如同步的問題，在集中式MIMO系統(tǒng)中，我們還可以假設(shè)同一設(shè)備上各個(gè)天線具有相同的中心頻率，而在分布式的MIMO中，同一VAA中的各個(gè)設(shè)備很難保持嚴(yán)格的頻率同步，此外定時(shí)同步也不能輕易滿足。很多人在做分布式空時(shí)碼時(shí)，都是假設(shè)理想同步，這一假設(shè)很不現(xiàn)實(shí)。協(xié)同MIMO-OFDM系統(tǒng)中的同步算法，是本研究的重點(diǎn)，在后面的研究過程中中，將梳理現(xiàn)有文獻(xiàn)中的研究成果，并在此基礎(chǔ)上提出新的更加優(yōu)化的方法。</p><p>　　圖

26、1.3 協(xié)同通信示意圖</p><p>　　2. 國內(nèi)外研究現(xiàn)狀</p><p>　　本研究的主要目的是對協(xié)同MIMO-OFDM系統(tǒng)中的同步算法進(jìn)行研究，前文已對MIMO、OFDM、協(xié)同通信有了一些概要性的了解，根據(jù)課題的特點(diǎn)，下面我們將分兩個(gè)方面概述前人的研究成果。第一方面是介紹協(xié)同通信目前的研究進(jìn)展，概述目前協(xié)同通信主要的幾個(gè)研究方向。第二方面是對同步算法的研究，這一塊分三個(gè)部分依次

27、深入地探討。首先是典型OFDM系統(tǒng)的同步算法研究，即單發(fā)單收的情況，這部分前人已經(jīng)給出了比較成熟的方法，并在大量的實(shí)際系統(tǒng)中得到實(shí)現(xiàn)。然后是集中式MIMO-OFDM系統(tǒng)的同步算法研究，引入MIMO之后，多路信號疊加，定時(shí)與頻率同步難度加大，需要采用一些新的技術(shù)予以解決。最后是協(xié)同MIMO-OFDM系統(tǒng)的同步算法研究，這一塊國內(nèi)外偶見文章探討，但真正能夠解決實(shí)質(zhì)性的問題的方法鮮見，有一些瓶頸問題尚未攻克。我們將盡可能的羅列現(xiàn)有的幾種解決方

28、案，找出其中存在的問題，希望在后面的研究過程中有所突破。</p><p>　　2.1 協(xié)作通信的研究進(jìn)展</p><p>　　協(xié)作通信的思想最早可以追溯到上世紀(jì)70年代中繼理論的提出，van der Meulen在發(fā)表的文章中首次介紹了基本的三節(jié)點(diǎn)通信模型，并研究了互信息的內(nèi)容[4]。隨后在文獻(xiàn)[5]中，T.Cover分析了由源節(jié)點(diǎn)、中繼節(jié)點(diǎn)和目標(biāo)節(jié)點(diǎn)所構(gòu)成的系統(tǒng)容量問題，給出了信道容量的

29、上、下界。在文獻(xiàn)[6,7]中，Laneman等給出了幾種不同的協(xié)作通信協(xié)議并分析了它們的中斷性能，其中放大轉(zhuǎn)發(fā)(AF)和譯碼轉(zhuǎn)發(fā)(DF)的概念就是出自這兩篇文章。Sendonaris等在文獻(xiàn)[8,9]中提出了多用戶協(xié)作分集的概念，作者研究了CDMA系統(tǒng)下兩用戶的協(xié)作策略，相比于不協(xié)作的方法，該策略有顯著的性能增益。</p><p>　　協(xié)作通信中一個(gè)關(guān)鍵點(diǎn)是中繼點(diǎn)如何處理來自源節(jié)點(diǎn)的信息。不同的處理方法對應(yīng)了不同

30、的協(xié)作通信協(xié)議。協(xié)作通信協(xié)議一般可以分成固定中繼協(xié)議和自適應(yīng)中繼協(xié)議[4]。在固定中繼協(xié)議中，源到中繼的信道資源是固定分配的。常用的固定中繼協(xié)議有固定放大轉(zhuǎn)發(fā)(AF)協(xié)議和固定譯碼轉(zhuǎn)發(fā)(DF)協(xié)議。前者中繼只是簡單的量化并放大接收到的信號，然后轉(zhuǎn)發(fā)給目的端；而后者則是將接收到的信號譯碼并重新編碼后再轉(zhuǎn)發(fā)。一般來說采用DF協(xié)議的系統(tǒng)性能要優(yōu)于采用AF協(xié)議。</p><p>　　但是對于源到目的節(jié)點(diǎn)的信道不是很差時(shí)，

31、源發(fā)送的大部分信息可以被正確的接收，則中繼的轉(zhuǎn)發(fā)就浪費(fèi)了。前面述及的這種情況可以通過自適應(yīng)中繼協(xié)議解決。常用的自適應(yīng)中繼協(xié)議有選擇性DF中繼和增量中繼。在選擇性DF中繼方案中，如果中繼接收信號的信噪比超過了某個(gè)閾值，則中繼解碼接收信號并將重新編碼后轉(zhuǎn)發(fā)。反之，如果源和中繼之間的信道非常不理想，以至于接收信噪比低于設(shè)定的閾值，則中繼不進(jìn)行任何操作。對于增量中繼，假設(shè)目的和中繼之間存在一個(gè)反饋信道，如果在第一個(gè)廣播階段，目的段能夠正確接收源

32、的信息，則向中繼發(fā)送一個(gè)確認(rèn)信號，這樣中繼不再轉(zhuǎn)發(fā)?？偟膩碚f，自適應(yīng)中繼協(xié)議性能優(yōu)于固定中繼協(xié)議，但是代價(jià)是它需要額外的信息來完成協(xié)議,例如選擇中繼需要知道信噪比，而增量中繼需要來自目的端的反饋。</p><p>　　目前關(guān)于協(xié)作通信的研究熱點(diǎn)有很多，主要有以下幾個(gè)方向：</p><p>　　協(xié)同系統(tǒng)容量的理論分析。最早是T.Cover在[5]中給出了高斯信道下的單中繼容量的上限。這一部分

33、的理論研究沉寂了近二十年，隨著協(xié)同通信的提出再次引發(fā)了研究熱潮。文章[10]給出了多中繼的退化高斯中繼信道的容量邊界。</p><p>　　分布式空時(shí)碼的設(shè)計(jì)。在單天線系統(tǒng)中引入?yún)f(xié)同，就可以形成虛擬的MIMO系統(tǒng)，從而可以使用空時(shí)碼，實(shí)現(xiàn)分集增益。如文章[6]從中斷概率的角度分析了系統(tǒng)的性能。此外還有許多文獻(xiàn)研究了如何將已有的空時(shí)編碼方案應(yīng)用到分布式無線中繼網(wǎng)絡(luò)中。</p><p>　　中

34、繼的選擇。由于存在多個(gè)中繼節(jié)點(diǎn)，因此需要研究節(jié)點(diǎn)之間如何協(xié)作，在什么條件下協(xié)作，與誰協(xié)作，是分布式控制還是集中式控制，這些問題都需要探討。文章[11]對上述部分問題給予了闡述。</p><p>　　同步算法研究。這是本文的研究重點(diǎn)。與集中式MIMO系統(tǒng)相比，分布式MIMO系統(tǒng)更具有挑戰(zhàn)性。由于天線是分布的，不同天線的發(fā)送的信號載頻無法完全統(tǒng)一，就需要算法估計(jì)多個(gè)載波頻偏；而通過不同路徑到達(dá)目的端的信號將會有較大的

35、時(shí)延差，這又增加了定時(shí)同步的難度。本文將在前人的基礎(chǔ)上對這一部分內(nèi)容進(jìn)行研究。</p><p>　　2.2 同步技術(shù)研究進(jìn)展</p><p>　　2.2.1 OFDM的同步算法研究</p><p>　　OFDM系統(tǒng)中的同步過程包括到達(dá)檢測、符號定時(shí)同步與載波同步。到達(dá)檢測是在突發(fā)數(shù)據(jù)傳輸模式中，用于檢測一個(gè)新的數(shù)據(jù)幀的到來，為后續(xù)的同步工作做準(zhǔn)備。符號定時(shí)是用來確定

36、OFDM符號的起始和結(jié)束位置，確定FFT計(jì)算的窗口位置，使實(shí)際采樣點(diǎn)逼近最佳采樣點(diǎn)。定時(shí)誤差會引起鄰塊干擾(IBI)，必須補(bǔ)償?shù)?，否則會導(dǎo)致信噪比(SNR)下降。載波同步是估計(jì)接收端與發(fā)射端之間的載波頻率偏差，然后補(bǔ)償使得收發(fā)雙方的載波頻率相同。不準(zhǔn)確的頻偏補(bǔ)償會破壞子載波之間的正交性，引起鄰信道干擾(ICI)，同樣會使系統(tǒng)性能下降。此外，有些書上還提到一種采樣時(shí)鐘同步，指的是接收機(jī)和發(fā)射極的采樣時(shí)鐘頻率要保持一致，一般在實(shí)際系統(tǒng)中，采

37、樣時(shí)鐘頻率的誤差約為10-6-10-7數(shù)量級，幾乎可以忽略，而且長時(shí)間的采樣定時(shí)誤差可以通過符號定時(shí)同步來消除。</p><p>　　關(guān)于OFDM同步算法的研究，前人已經(jīng)做了很多工作，其中不乏許多經(jīng)典的算法。按照同步策略來劃分，大致可分為三類同步算法，下面將逐一介紹。</p><p>　　2.2.1.1 基于導(dǎo)頻(pilot tone)的同步算法</p><p>　

38、　在前導(dǎo)序列或數(shù)據(jù)段部分插入導(dǎo)頻，可以實(shí)現(xiàn)同步與信道估計(jì)。文獻(xiàn)[12]采用了一種包含導(dǎo)頻的前導(dǎo)序列，其基本思想是通過比較接收的前導(dǎo)與原始前導(dǎo)的頻譜來估計(jì)載波頻偏(CFO)。這種方法在嚴(yán)重頻率選擇性衰落的信道環(huán)境下性能不佳，因?yàn)閷?dǎo)頻插入的位置可能經(jīng)歷深衰落。文獻(xiàn)[13]給出一種性能較為穩(wěn)定的算法，能夠保證至少有兩個(gè)導(dǎo)頻信號不受信道衰落的影響。文中根據(jù)最大似然估計(jì)算法，推導(dǎo)了CFO與接收導(dǎo)頻信號周期圖的關(guān)系，并給出了CFO的一種次優(yōu)估計(jì)器，

39、仿真顯示其性能接近Cramer-Rao界。</p><p>　　2.2.1.2 基于具有重復(fù)結(jié)構(gòu)前導(dǎo)序列的同步算法</p><p>　　這一種算法是采用專門設(shè)計(jì)的具有重復(fù)結(jié)構(gòu)的訓(xùn)練字，雖然需要額外的開銷，但是其獲得的同步性能較上述方法要好，相關(guān)的理論研究成果很多[14,15,16,17,18]。</p><p>　　P. Moose 的文章[14]是載波頻偏同步的經(jīng)

40、典之作。在文章中，他假設(shè)定時(shí)同步已知，推導(dǎo)了載波頻偏的最大似然估計(jì)公式。方法的局限之處在于載波頻偏的估計(jì)范圍有限，只能達(dá)到的子載波間隔。由于子載波間隔為，因此Moose提出可以通過縮短訓(xùn)練塊的長度來增加頻偏捕獲范圍，比如將訓(xùn)練塊的長度縮短一半，則頻偏捕獲范圍可以擴(kuò)大一倍。這種方法提升捕獲范圍能力有限，而且訓(xùn)練塊的長度不能過短，一方面會導(dǎo)致估計(jì)參數(shù)中取平均的符號數(shù)過少，估計(jì)性能下降，另一方面，訓(xùn)練塊也要足夠長，使得CP的長度比信道最大延時(shí)

41、長，才足以防止鄰塊干擾。</p><p>　　Schmidl和Cox的方法[15](以下簡稱S&C)被人們所津津樂道，因?yàn)樗挥昧溯^少的開銷，就實(shí)現(xiàn)了到達(dá)檢測、定時(shí)同步與頻偏誤差估計(jì)，而且性能還不錯(cuò)。S&C算法采用兩個(gè)訓(xùn)練塊實(shí)現(xiàn)同步，其中第一塊是時(shí)域前后半相同，產(chǎn)生方法很簡單，只需頻域偶子載波上調(diào)制一個(gè)PN序列而奇子載波置零即可，第一塊的作用是完成符號定時(shí)同步和小數(shù)部分的載波頻率同步；第二塊產(chǎn)生的

42、方法是在頻域奇偶子載波上分別調(diào)制不同的PN序列，主要作用是估計(jì)整數(shù)部分的載波頻偏。</p><p>　　但是S&C算法并非十全十美。定時(shí)同步方面，由于CP的存在，定時(shí)標(biāo)尺達(dá)到最大值的點(diǎn)并非只有一點(diǎn)，而是有若干連續(xù)點(diǎn)，形成一個(gè)平臺，平臺的寬度約等于CP長度減去CIR的最大延時(shí)。文章[16]給出了解決方法，它將訓(xùn)練塊設(shè)計(jì)成的形式。這種方法能夠消除S&C中的“平臺”效應(yīng)，而且使峰值變得更為陡峭。文章[1

43、8]對此問題進(jìn)行了更深入的研究，文中指出訓(xùn)練塊還可以等分成4份、8份、16份，分的越多，尖峰更加銳利，但是同樣計(jì)算復(fù)雜度也會成倍地增加。</p><p>　　對于S&C算法的頻偏估計(jì)部分，同樣有可以改進(jìn)之處。我們可以設(shè)想是不是可以只用一個(gè)訓(xùn)練塊就實(shí)現(xiàn)S&C的頻偏估計(jì)效果呢？一種解決方法由Morelli和Mengali[17]給出。文中采用的訓(xùn)練塊由個(gè)相同的部分組成。此算法的捕獲范圍為。只要頻偏的范

44、圍落在之內(nèi)即可，那么相比于S&C算法，它可以節(jié)省50%的訓(xùn)練塊開銷。</p><p>　　2.2.1.3 基于盲估計(jì)的同步算法</p><p>　　利用導(dǎo)頻符號或訓(xùn)練序列進(jìn)行同步在通信系統(tǒng)中很常見，但是需要額外的數(shù)據(jù)開銷，不適合一些信道環(huán)境良好而對頻帶利用率有高要求的應(yīng)用。盲估計(jì)同步算法不需要額外的數(shù)據(jù)開銷，而是利用傳輸數(shù)據(jù)本身的特性來估計(jì)同步參數(shù)，因此具有頻帶傳輸效率高的優(yōu)點(diǎn)，但

45、一般也具有計(jì)算復(fù)雜度高的缺點(diǎn)。常見的盲估計(jì)同步算法有利用循環(huán)前綴(CP)的聯(lián)合估計(jì)算法和利用虛擬子載波的同步算法。</p><p>　　CP是OFDM系統(tǒng)中固有的數(shù)據(jù)冗余，我們可以利用這一冗余部分的相關(guān)性來實(shí)現(xiàn)頻率與定時(shí)同步[19,20]。文獻(xiàn)[20]介紹了一種采用保護(hù)間隔進(jìn)行頻率與定時(shí)同步的ML算法，適用定時(shí)同步的捕捉與載波頻偏的跟蹤。文獻(xiàn)[21]在[20]的基礎(chǔ)上引入了自適應(yīng)權(quán)重和信噪比加權(quán)，從而改善了算法性

46、能。基于CP的同步算法具有簡單、運(yùn)算量小、無需多余開銷的優(yōu)點(diǎn)，在AWGN信道條件下性能較好，但是其同步性能不理想，在高速移動(dòng)多徑衰落中不易保證精確的定時(shí)同步。</p><p>　　由于OFDM子載波之間具有正交性，所以數(shù)據(jù)子載波和虛擬子載波之間是正交的，可以將其類比為信號子空間和噪聲子空間，從而引出基于子空間的同步估方法。子空間方法中常用的算法有MUSIC算法和ESPRIT算法。需要說明的是，利用虛擬子載波不能完

47、成定時(shí)估計(jì)，因此在利用虛擬子載波做頻偏估計(jì)之前首先需要完成定時(shí)估計(jì)。在文章[22]中，Tureli提出了利用虛擬子載波的OFDM頻偏估計(jì)算法，但是缺點(diǎn)是計(jì)算復(fù)雜度比較高。目前研究計(jì)算復(fù)雜度低、同步性能好的盲同步算法是今后的努力方向。</p><p>　　圖2.1 MIMO-OFDM系統(tǒng)框圖</p><p>　　2.2.2 MIMO-OFDM的同步算法研究</p><p

48、>　　將MIMO技術(shù)和OFDM技術(shù)相結(jié)合，既能獲得分集增益和提高系統(tǒng)容量，又能增加頻譜利用率和對抗頻率選擇性衰落，兩種技術(shù)強(qiáng)強(qiáng)聯(lián)合使得MIMO-OFDM成為下一代寬帶無線通信的關(guān)鍵技術(shù)之一，為許多標(biāo)準(zhǔn)所采用，例如WLAN的802.11n、WMAN的802.16e、以及3GPP LTE等。MIMO-OFDM系統(tǒng)框圖如圖2.1所示。</p><p>　　在MIMO-OFDM系統(tǒng)中，由于發(fā)射天線的增加，導(dǎo)致發(fā)射信

49、號不但要受到與傳統(tǒng)單天線系統(tǒng)相同的各種干擾的影響，而且還存在天線間的干擾。因此MIMO-OFDM系統(tǒng)的同步問題比單天線系統(tǒng)要困難得多，前面OFDM標(biāo)量層次的推導(dǎo)已不適合，這里信號、噪聲相互關(guān)聯(lián)形成矩陣形式，相關(guān)的推導(dǎo)過稱更為復(fù)雜。這一部分我們著重分析現(xiàn)有文獻(xiàn)中給出幾種相關(guān)的同步方法。</p><p>　　目前國際上對MIMO-OFDM同步技術(shù)的研究也有一段時(shí)間了，但遠(yuǎn)沒有單天線OFDM研究的成熟，經(jīng)典方法并不多見

50、，而且大多有一些局限性。關(guān)于MIMO-OFDM系統(tǒng)及時(shí)間、頻率同步的文獻(xiàn)主要有[3、23~27]。</p><p>　　文獻(xiàn)[23,24]是Mody等提出的時(shí)間和頻率同步算法，此算法的假設(shè)是所有發(fā)射天線到達(dá)所有接收天線的時(shí)間延遲相同、載波頻偏相同。Mody方法中用于同步的訓(xùn)練序列由重復(fù)序列構(gòu)成，其時(shí)間粗同步通過接收信號作延遲相關(guān)后取模實(shí)現(xiàn)，細(xì)同步通過將接收信號與本地序列作相關(guān)完成；頻率粗同步通過接收信號做延遲相關(guān)

51、后取相位實(shí)現(xiàn)，頻率細(xì)同步將接收訓(xùn)練序列作FFT后與本地時(shí)域訓(xùn)練序列FFT變換后序列作相關(guān)求最大值實(shí)現(xiàn)。前面假設(shè)的時(shí)間延遲相同指的是各天線的延時(shí)都落在CP之內(nèi)，這個(gè)可以通過將CP設(shè)計(jì)的足夠長來實(shí)現(xiàn)；而載波頻偏相同，由于是發(fā)射天線與接收天線分別是集中的，故一般能夠滿足。遺憾的是這樣該算法就只能局限于集中式的MIMO-OFDM系統(tǒng)，而無法推廣到分布式MIMO-OFDM系統(tǒng)中。文獻(xiàn)[3]討論了寬帶MIMO-OFDM無線通信系統(tǒng)，其中采用的同步方

52、法就是Mody提出的方法。</p><p>　　文獻(xiàn)[25,26]是Schenk等提出的MIMO-OFMD同步算法，其假設(shè)的前提條件與Mody的方法相同。[25]中不同天線上采用的前導(dǎo)序列是同一時(shí)域重復(fù)結(jié)構(gòu)的循環(huán)移位序列。文章[26]對[25]中的序列做了改進(jìn)，其同步序列由多個(gè)OFDM符號構(gòu)成，各個(gè)發(fā)射天線上的訓(xùn)練序列在時(shí)域上相互錯(cuò)開。幀同步通過接收信號延遲相關(guān)取模、累加來實(shí)現(xiàn)；符號同步利用了發(fā)射分集和接收分集，

53、將接收信號與本地訓(xùn)練序列相關(guān)取模來得到；頻率同步利用的是接收信號延遲相關(guān)所得結(jié)果的相位信息。</p><p>　　前面幾篇文章假設(shè)的前提條件雖然一般能夠滿足，但是過于苛刻。Yao Yao在文獻(xiàn)[27]中提出一種MIMO系統(tǒng)時(shí)間延遲相同、頻率偏移不同的頻率同步算法。該方法中訓(xùn)練序列有重復(fù)的相互正交的序列組成，這樣可以利用正交序列的良好相關(guān)特性減小天線間的干擾。其頻率同步通過接收信號與發(fā)射天線放置不同訓(xùn)練序列與本地作

54、相關(guān)，所得結(jié)果再延遲相關(guān)，利用所得結(jié)果相位信息實(shí)現(xiàn)對發(fā)射天線和接收天線對之間的頻偏估計(jì)。</p><p>　　2.2.3 協(xié)同MIMO-OFDM的同步算法研究</p><p>　　相比于集中式的MIMO-OFDM系統(tǒng)，協(xié)同MIMO-OFDM，或者稱為分布式MIMO-OFDM，可以進(jìn)一步提高系統(tǒng)容量、提高覆蓋范圍、改善通信質(zhì)量等優(yōu)點(diǎn)而引起業(yè)界廣泛關(guān)注。但由于通信天線的分布性特點(diǎn)，也帶來了多時(shí)

55、延、多頻偏的同步問題，即存在互時(shí)延ITD(Inter Transmitter Delay）和互頻偏I(xiàn)TFO(Inter Transmitter Frequency Offset)。目前國內(nèi)外對MIMO-OFDM系統(tǒng)的同步研究還不完善，而且大部分研究的是集中式MIMO-OFDM系統(tǒng)的同步，對于協(xié)同MIMO-OFDM的研究成果還不多見，下面簡要介紹現(xiàn)有的一些研究成果。</p><p>　　2.2.3.1 多時(shí)延情況下

56、的定時(shí)同步</p><p>　　彭小勇等在文獻(xiàn)[28]中提出了一種在各發(fā)射天線的頻域分開放置訓(xùn)練序列，從而區(qū)分不同發(fā)射天線的時(shí)延。但是該算法的問題在于ITD必須小于訓(xùn)練序列循環(huán)前綴的長度，而且頻偏估計(jì)假設(shè)不存在ITFO。然后文章[29]提出一種在各發(fā)射天線采用不同等周期同步序列(UPSP)，通過在接收端使用不同的相關(guān)長度實(shí)現(xiàn)各天線時(shí)延的檢測。由于采用四段重復(fù)結(jié)構(gòu)，會導(dǎo)致相關(guān)峰值出現(xiàn)平原效應(yīng)，定時(shí)性能惡化。龐恒麗[

57、33]在[29]的基礎(chǔ)上做了改進(jìn)，用反相共軛結(jié)構(gòu)代替重復(fù)結(jié)構(gòu)，從而改善了性能。張建華等人在文獻(xiàn)[30,31]中提出了利用自相關(guān)性良好的等幅零相關(guān)碼(CAZAC)構(gòu)造天線的訓(xùn)練序列，在接受端采用對稱相關(guān)器確定天線的ITD，但問題是在接收端檢測到多個(gè)單峰后無法區(qū)分各天線的定時(shí)位置。</p><p>　　2.2.3.2 多頻偏情況下的頻率同步</p><p>　　對于多頻偏估計(jì)方面，前面提到的文

58、獻(xiàn)[27]在理想定時(shí)同步的假設(shè)下進(jìn)行了多頻偏估計(jì)，但是該算法的缺點(diǎn)是在多徑衰落信道下估計(jì)性能不是很理想，而且頻偏估計(jì)范圍特別小。文獻(xiàn)[32]通過使用不同的Walsh碼或乘以偽隨機(jī)加權(quán)因子區(qū)分不同的發(fā)射天線，在本地采用互相關(guān)或加權(quán)自相關(guān)完成定時(shí)以及載波頻偏估計(jì)，但序列的正交性容易受頻偏影響。</p><p>　　對于多頻偏補(bǔ)償算法，現(xiàn)有的研究成果少之又少，而且以國內(nèi)學(xué)者的研究為主。文獻(xiàn)[34]針對存在多個(gè)頻偏的分布

59、式STBC-OFDM系統(tǒng)提出一中線性均衡的方法，經(jīng)過簡單修改可以應(yīng)用于分布式MIMO-OFDM系統(tǒng)中。鄧凱在他的博士論文[35]中討論了基于迫零的頻偏補(bǔ)償方法，提出一種采用兩次頻偏校正的信號檢測方法。杜健在他的碩士論文[36]中提出基于預(yù)編碼的分布式MIMO頻偏校正方法。以上幾種方法筆者尚未進(jìn)行精細(xì)的推導(dǎo)和仿真，具體是否適合本研究尚未可知。不過文獻(xiàn)[37]中提到的OFDMA上行鏈路中用到的幾種多頻偏校正算法可以參考，只不過這樣就要采用頻

60、分系統(tǒng)，會降低數(shù)據(jù)傳輸?shù)男省?lt;/p><p><b>　　參考文獻(xiàn)</b></p><p>　　[1]邵婉婷，MIMO-OFDM系統(tǒng)視頻域同步技術(shù)研究：[碩士學(xué)位論文]，西安電子科技大學(xué)</p><p>　　[2]J.Mietzner,R.Schober,L.Lampe,W.H.Gerstacker,P.A.Hoeher,“Multiple-

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62、tions”</p><p>　　[4]協(xié)作通信及網(wǎng)絡(luò)，[美]K.J.Ray Liu等 著，任品毅等 譯</p><p>　　[5]T.Cover, and A.E.Gamal, “Capacity theorems for the relay channel”</p><p>　　[6]J.N.Laneman, and G.W.Wornell, “Distribu

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70、cations”</p><p>　　[18]H. Minn, V. K. Bhargava, and K. B. Letaief, “A robust timing and frequency synchronization for OFDM systems”</p><p>　　[19]J.-J van de Beek, M. Sandel, and P. O. Borjesson,

71、“Low-complex Frame synchronization in OFDM systems”</p><p>　　[20]J.-J.van de Beek, M. Sandell, and P. O. Börjesson, “ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems”</p><p>　　[21

72、]Donghoon Lee and Kyungwhoon Cheun, “Coarse symbol synchronization algorithms for OFDM systems in multipath channels”</p><p>　　[22]U.Tureli, H.Lui, and M.Zoltowski, “OFDM blind carrier frequency offset estim

73、ation”</p><p>　　[23]A. N. Mody and G. L. Stuber, “Synchronization for MIMO OFDM systems”</p><p>　　[24]A. N. Mody and G. L. Stuber, “Receiver implementation for a MIMO OFDM system” </p>&l

74、t;p>　　[25]T. C. W. Schenk and A. van Zelst, “Frequency synchronization for MIMO OFDM wireless LAN systems”</p><p>　　[26]A. van Zelst and T. C. W. Schenk, “Implementation of a MIMO OFDM -Based Wireless LAN

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76、ncy synchronization technique for MIMO-OFDM system”</p><p>　　[29] Feng Guo, Dong Li, Hongwei Yang, Liyu Cai, “A novel timing synchronization method for distributed MIMO-OFDM system”</p><p>　　[30

77、]Yanyan Zhang, Jianhua Zhang, Feifei Sun, Chong Feng, Ping Zhang, Minghua Xia, “A novel timing synchronization method for distributed MIMO-OFDM systems in multi-path rayleigh fading channels”</p><p>　　[31]Ch

78、ong Feng, Jianhua Zhang, Yanyan Zhang, Minghua Xia, “A novel timing synchronization method for MIMO OFDM systems”</p><p>　　[32]羅丹，鄺玉軍，劉艷，基于正交訓(xùn)練序列的MIMO-OFDM系統(tǒng)頻率同步方法，重慶郵電大學(xué)學(xué)報(bào) 2007年第5期</p><p>　　[33

79、]龐恒麗，LTE標(biāo)準(zhǔn)的MIMO-OFDM系統(tǒng)同步技術(shù)研究:[碩士學(xué)位論文],西安電子科技大學(xué)</p><p>　　[34]Z.Li,D.Qu,G.Zhu,“An equalization technique for distributed STBC-OFDM system with multiple carrier frequency offsets”</p><p>　　[35]鄧凱，無

80、線通信MIMO中的頻率同步技術(shù)研究：[博士學(xué)位論文]，電子科技大學(xué)</p><p>　　[36]杜健，分布式MIMO系統(tǒng)頻率同步技術(shù)研究：[碩士學(xué)位論文]，電子科技大學(xué)</p><p>　　[37]M.Morelli, C.C.J.Kuo,and M.O.Pun, “Synchronization techniques for orthogonal frequency division m

81、ultiple access(OFDMA):a tutorial review”</p><p><b>　　開題報(bào)告</b></p><p><b>　　一、問題提出的背景</b></p><p><b>　?、?背景介紹</b></p><p>　　移動(dòng)無線通信在經(jīng)歷了第一

82、代模擬移動(dòng)通信、第二代數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信之后，第三代移動(dòng)通信技術(shù)(3G)目前正緊鑼密鼓地向全社會范圍推廣鋪開。3G的核心技術(shù)是CDMA，該系統(tǒng)使用2000MHz左右的頻段，能夠提供高達(dá)2Mbps的業(yè)務(wù)速率。近幾年來WCDMA、TD-SCDMA、HSAP等各種3G系統(tǒng)及其演進(jìn)已經(jīng)逐步在全球范圍大規(guī)模部署。然而這些還是遠(yuǎn)遠(yuǎn)無法滿足用戶對于高速率、高質(zhì)量的多媒體服務(wù)的需求。而且對于更高帶寬高速率的無線傳輸引起的多徑干擾，CDMA技術(shù)將無能為力。

83、</p><p>　　于是，IEEE 802組織為了實(shí)現(xiàn)“寬帶接入移動(dòng)化”而開始了802.16e標(biāo)準(zhǔn)的制定，采用OFDMA作為空中接口技術(shù)，支持10MHz以上的帶寬，能夠提供幾十Mbps的高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。3GPP組織為對抗WiMAX技術(shù)啟動(dòng)了LTE(Long Term Evolution)、HSPA+等長期標(biāo)準(zhǔn)演進(jìn)項(xiàng)目。在3GPP R8規(guī)范中開展了兩項(xiàng)非常重要的演進(jìn)，即通用移動(dòng)通信系統(tǒng)（UMTS）技術(shù)的長期演進(jìn)LT

84、E(Long Term Evolution)和系統(tǒng)架構(gòu)演進(jìn)SAE。為了獲得更高的系統(tǒng)性能，LTE將后向兼容性放在一個(gè)可以犧牲的位置，轉(zhuǎn)而采用被廣泛認(rèn)可的4G關(guān)鍵技術(shù)—OFDM和MIMO技術(shù)。在目前已完成的R8 LTE系統(tǒng)中，在20MHz頻譜帶寬下能夠提供下行326Mbps和上行86Mbps峰值速率，頻譜效率達(dá)到3GPP R6版本的3~5倍[1]。</p><p>　　與此同時(shí)，2008年上半年，LTE R9提出了

85、IMT-Advanced，像全世界范圍征集候選技術(shù)方案，開始了IMT-Advanced技術(shù)的國際標(biāo)準(zhǔn)化過程，包括上下行MIMO的擴(kuò)展、協(xié)作的多點(diǎn)傳輸與接收、中繼轉(zhuǎn)發(fā)通信等主要研究課題。IMT-Advanced目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)下行1Gbps和上行500Mbps的高速無線接入，這樣的速度將與部分現(xiàn)有的有線接入技術(shù)相媲美。</p><p>　　為滿足下一代無線寬帶移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)（IMT-Advanced）的高傳輸速率和高頻帶寬

86、覆蓋范圍的需求，業(yè)界將OFDM、MIMO和協(xié)同通信等視為未來移動(dòng)通信系統(tǒng)的關(guān)鍵特征之一。協(xié)同MIMO-OFDM技術(shù)將具有廣闊的應(yīng)用前景，目前許多技術(shù)尚處于研究階段，有很多問題亟待解決，其中協(xié)同MIMO-OFDM系統(tǒng)的同步問題是首要解決的。</p><p>　?、?本研究的意義和目的</p><p>　　對于協(xié)同MIMO-OFDM系統(tǒng)，同步是完成后續(xù)信號處理過程的先決條件，若得不到妥善處理，

87、同步誤差將會引起及其嚴(yán)重的性能惡化。首先發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的晶振不同以及相對運(yùn)動(dòng)引起的多普勒效應(yīng)，會造成接收信號出現(xiàn)載頻偏移，破壞OFDM子載波之間的正交性，引起載波間干擾(ICI)，從而導(dǎo)致解調(diào)信號的信噪比下降。其次定時(shí)同步誤差將會引起符號間干擾(ISI)，同樣會使解調(diào)信號的誤碼率上升。有研究分析顯示，當(dāng)定時(shí)和頻率誤差相當(dāng)大時(shí)，系統(tǒng)的協(xié)同分集增益將會消失殆盡。</p><p>　　目前關(guān)于同步技術(shù)的大多數(shù)研究是

88、針對集中式的MIMO-OFDM系統(tǒng)。協(xié)同MIMO-OFDM技術(shù)能將MIMO所特有的分集增益引入單天線系統(tǒng)，從而提高系統(tǒng)容量和傳輸質(zhì)量，也增大了系統(tǒng)的覆蓋范圍。但同時(shí)協(xié)同也引入的新的同步問題，一方面是多個(gè)中繼如何與源節(jié)點(diǎn)對準(zhǔn)的問題；另一方面則是多中繼向目標(biāo)節(jié)點(diǎn)轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)所產(chǎn)生的多時(shí)延、多頻偏的同步估計(jì)和補(bǔ)償問題。因此對協(xié)同MIMO-OFDM系統(tǒng)的同步技術(shù)的研究非常具有實(shí)際意義。</p><p>　　二、論文的主要內(nèi)容和

89、技術(shù)路線</p><p><b>　　1. 主要研究內(nèi)容</b></p><p>　　在定義協(xié)同通信系統(tǒng)時(shí)，我們通常采用的系統(tǒng)模型如圖2.1所示，這是協(xié)同通信的廣義模型。需要相互通信的終端A與B分別與周圍的移動(dòng)終端組成虛擬天線陣列(VAA)，用戶A先將需要發(fā)送的數(shù)據(jù)信息轉(zhuǎn)發(fā)給VAA1中的其他設(shè)備，通過一定的策略協(xié)調(diào)，</p><p>　　圖2.

90、1 協(xié)同通信的廣義模型</p><p>　　圖2.2 協(xié)同通信的簡化模型</p><p>　　幾個(gè)設(shè)備同時(shí)將相同信息通過不同路徑轉(zhuǎn)發(fā)，進(jìn)過一定的路由，最終被VAA2中的設(shè)備接收。VAA2所有設(shè)備接收到信息后再同步轉(zhuǎn)發(fā)給用戶B。</p><p>　　前面的模型需要較多地考慮中繼路由選擇與轉(zhuǎn)發(fā)等策略問題，這會增加所研究問題的復(fù)雜性，同時(shí)不易于突出主要需要研究的同步問題。

91、因此，本研究采用的是簡化后的系統(tǒng)模型(如圖2.2所示)，圖中發(fā)射方和中繼端是單天線的，而接收端可以是單天線或多天線的。</p><p>　　簡化模型忽略了多路中繼轉(zhuǎn)發(fā)的過程，整個(gè)信息發(fā)送的過程分為兩個(gè)部分：第一部分是發(fā)射-中繼過程，發(fā)射方廣播發(fā)射信息，各個(gè)中繼端接收信息后完成定時(shí)、頻率和采樣鐘同步，正確解碼信息，并將自己的載波與采樣時(shí)鐘對準(zhǔn)發(fā)射方，這一部分對于每個(gè)中繼端來說最常見的單發(fā)單收OFDM(SISO-OF

92、DM)系統(tǒng)的同步問題；第二部分是中繼-接收過程，中繼端同時(shí)將解碼的信息發(fā)送給接收端，接收端接收不同天線發(fā)送信號的疊加信號，完成多時(shí)延、多頻偏的同步估計(jì)、補(bǔ)償與跟蹤，得到無干擾的數(shù)據(jù)，用于下一步信道估計(jì)，這一部分是一個(gè)分布式的MIMO-OFDM系統(tǒng)的同步問題。</p><p>　　本研究的主要內(nèi)容就是要設(shè)計(jì)分別適用SISO-OFDM系統(tǒng)和分布式MIMO-OFDM系統(tǒng)的數(shù)據(jù)幀格式、前導(dǎo)訓(xùn)練字，完成載波頻率、相位、符號

93、定時(shí)和采樣時(shí)鐘同步與跟蹤。</p><p>　　圖2.3 SISO-OFDM系統(tǒng)框圖（同步部分）</p><p><b>　　2. 技術(shù)路線</b></p><p>　　2.1 SISO-OFDM部分的同步算法</p><p>　　2.1.1 系統(tǒng)描述與信號模型</p><p>　　SISO-OF

94、DM系統(tǒng)同步部分框圖如圖2.3所示[2]。假設(shè)向量di是發(fā)射端第i個(gè)頻域數(shù)據(jù)塊，輸入到N點(diǎn)的逆離散傅里葉變換(IDFT)模塊，然后加上Ng個(gè)點(diǎn)的循環(huán)前綴(CP)。IDFT的輸出結(jié)果為向量si，附上CP之后，即對于有。則發(fā)射端第i個(gè)時(shí)域數(shù)據(jù)塊如下：</p><p><b>　　(1)</b></p><p>　　依次發(fā)送si，就得到最終的發(fā)送信號：</p>

95、<p><b>　　(2)</b></p><p>　　其中。得到的再經(jīng)過成型濾波g(t)即可用于發(fā)送。假設(shè)每個(gè)符號間隔為，則一個(gè)OFDM符號的長度為。相應(yīng)的在頻域，子載波間隔為，而整個(gè)信號的帶寬約為。設(shè)信道沖激響應(yīng)為h，以為間隔進(jìn)行采樣。</p><p>　　信號通過信道，被接收端接收后，經(jīng)過一系列下變頻及低通濾波，然后輸入到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(A/D)，在理想

96、同步的情況下，接收信號如下：</p><p><b>　　(3)</b></p><p>　　w(k)是信道中疊加上的高斯白噪聲。然后將接收到的r(k)分為NT長的塊，每一塊為一OFDM塊。移除CP，得到最終的時(shí)域向量ri再輸入到N點(diǎn)的離散傅里葉變換(DFT)單元。假設(shè)CP長度足夠長，長于CIR的最大延時(shí)，那么DFT輸出即為：</p><p>

97、<b>　　(4)</b></p><p>　　其中Wi(n)是疊加在第i塊上的高斯噪聲，而H(n)信道沖激響應(yīng)的頻域表示。由(4)式可知，我們只需求出H(n)，就可以得到最終用于檢測的數(shù)據(jù)值。</p><p>　　前面我們描述的系統(tǒng)是假設(shè)理想同步的情況下，最終接收到的信號如(3)所述。然而在實(shí)際情況中，首先，多普勒頻移與晶振的不穩(wěn)定性都會導(dǎo)致收發(fā)端存在載波頻率偏差(

98、CFO)fd。其次，剛接受到信號時(shí)，接收端并不知道OFDM數(shù)據(jù)塊起始的準(zhǔn)確位置，因此可能存在一個(gè)定時(shí)偏差。由于小數(shù)倍的定時(shí)偏差可以通過信道均衡進(jìn)行補(bǔ)償，所以我們通常只將定時(shí)偏差設(shè)為采樣周期的整數(shù)倍，令之為。再令為載波頻偏關(guān)于子載波間隔的歸一化值，那么可以得到實(shí)際接收信號如下：</p><p><b>　　(5)</b></p><p>　　我們根據(jù)接收到的r(k)來計(jì)

99、算與的估計(jì)值和，然后利用前者對r(k)做一個(gè)角速度為的反相旋轉(zhuǎn)，以抵消載波頻偏引起的項(xiàng)，而后者可以用來確定DFT窗口的準(zhǔn)確位置。這樣同步的主要工作就完成了，小數(shù)部分的定時(shí)誤差如前所述可以視作信道相應(yīng)的一部分，可以在信道估計(jì)中補(bǔ)償?shù)?；至于殘余的頻率偏差，會隨著符號累加，經(jīng)過一定長度的OFDM符號之后，累計(jì)頻偏可能到達(dá)一個(gè)載波頻偏的數(shù)量級，這會極大地引起系統(tǒng)性能下降。因此，如圖2.3所示，可以對得到的ri或Ri進(jìn)行頻偏跟蹤，然后將估計(jì)出的殘

100、差反饋到前面做頻率校正，這也稱為頻偏精估計(jì)，至此OFDM同步工作大功告成。</p><p>　　2.1.2 到達(dá)檢測與符號定時(shí)同步</p><p>　　到達(dá)檢測的目的是在突發(fā)性數(shù)據(jù)傳輸過程中，捕獲幀的到達(dá)；符號定時(shí)同步是進(jìn)一步估計(jì)定時(shí)偏差的值，確定DFT窗口的準(zhǔn)確位置。根據(jù)信道環(huán)境不同，主要有兩個(gè)思路：當(dāng)信道的加性噪聲干擾嚴(yán)重而多徑影響較弱時(shí)，我們在時(shí)域發(fā)送PN序列作為前導(dǎo)，然后接受時(shí)與本

101、地的PN序列做相關(guān)，利用相關(guān)峰值的位置確定幀的起止位置；而當(dāng)多徑干擾較嚴(yán)重的情況下，我們采用的方法是在時(shí)域發(fā)送重復(fù)的訓(xùn)練段，然后接收端做互相關(guān)，同樣也利用峰值的位置來確定。</p><p>　　由于我們后面考慮的信道環(huán)境通常多徑干擾嚴(yán)重，所以利用第二種思路，采用的方法是由Schmidl和Cox在文章[3]提出的(以下簡稱S&C算法)。</p><p>　　S&C算法定時(shí)同步

102、如下。發(fā)送端采用的訓(xùn)練序列是由前后半相同的結(jié)構(gòu)，產(chǎn)生的方法很簡單，只需頻域偶子載波上調(diào)制一個(gè)PN序列而奇子載波置零即可。經(jīng)過信道后，除了疊加上AWGN噪聲外，前后半只是由于載波頻偏引入一個(gè)相位差：</p><p>　　前半： (6)</p><p>　　后半： (7)</p><p>　　我們用一個(gè)長為N的滑動(dòng)窗截取N個(gè)點(diǎn)，設(shè)

103、第一個(gè)點(diǎn)的時(shí)域下標(biāo)為，將前后兩半做互相關(guān)并對功率作歸一化，可得：</p><p><b>　　(8)</b></p><p>　　設(shè)定一個(gè)門限值λ，當(dāng)對于連續(xù)若干個(gè)θ，有，則認(rèn)為檢測到數(shù)據(jù)幀的到達(dá)，則在后續(xù)尋找的峰值，即：</p><p><b>　　(9)</b></p><p>　　這種方法得到