機電一體化畢業(yè)論文--單片開關電源及pcb設計

1、<p>　　畢 業(yè) 論 文</p><p>　　題 目： 機電一體化論文 單片開關電源及PCB設計 </p><p>　　系： 機械電子系 </p><p><b>　　目 錄</b></p><p>　　摘 要 …

2、…………………………………………………………………………………1</p><p>　　A …………………………………………………………………………………2</p><p>　　第1 章 緒 論 ……………………………………………………………………………1</p><p>　　1．1 概述 ……………………………………………………………………………1</p&g

3、t;<p>　　1．2 開關電源的發(fā)展簡況 …………………………………………………………1</p><p>　　1．3 開關電源的發(fā)展趨勢 …………………………………………………………2</p><p>　　第2章 方案論證 …………………………………………………………………………3</p><p>　　2．1 概述 ………………………………………

4、………………………………………3</p><p>　　2．2 系統(tǒng)框圖 ……………………………………………………………………3</p><p>　　2．3 原理 …………………………………………………………………………3</p><p>　　2．3．1 TOP-II的結構及工作原理………………………………………3</p><p>　　2．3

5、．2 開關電源電路基本原理 …………………………………………5</p><p>　　第3章 單片開關電源的設計 ……………………………………………………………7</p><p>　　3．1 概述 ………………………………………………………………………………7</p><p>　　3．2 開關電源參數(shù)的設計 ………………………………………………………7</p&

6、gt;<p>　　3．3 開關電源中電子元器件的選擇 …………………………………………15</p><p>　　3．3．1 鉗位二極管和阻塞二極管 ……………………………………15</p><p>　　3．3．2 整流管的選取 …………………………………………………18</p><p>　　3．3．3 輸出濾波電容的選取 ………………………………

7、………………19</p><p>　　3．3．4 反饋電路中整流管的選取 …………………………………………20</p><p>　　3．3．5 反饋濾波電容的選取 ………………………………………………20</p><p>　　3．3．6 控制端電容及串聯(lián)電阻的選擇 ……………………………………20</p><p>　　3．3．7 TL

8、431型可調式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器的選擇 …………………………20</p><p>　　3．3．8 光耦合器的選擇 ……………………………………………………21</p><p>　　3．3．9 自恢復保險絲的選擇 ………………………………………………23</p><p>　　3．4 單片開關電源保護電路的設計 ………………………………………………24</p&g

9、t;<p>　　3．4．1 過電壓保護電路的設計 ………………………………………24</p><p>　　3．4．2 欠電壓保護電路的設計 ………………………………………25</p><p>　　3．4．3 啟動電路的設計 …………………………………………………26</p><p>　　3．4．4 電壓及電流控制環(huán)電路的設計 ………………………

10、……………26</p><p>　　3．4．5 無損緩沖電路 ………………………………………………………28</p><p>　　3．4．6 采用繼電器保護的限流保護電路 …………………………………28</p><p>　　3．4．7 IGBT驅動電路 ………………………………………………………29</p><p>　　3．5 電磁干

11、擾濾波器的設計 ………………………………………………………29</p><p>　　3．5．1 開關電源電磁干擾產(chǎn)生的機理 ……………………………………30</p><p>　　3．5．2 開關電源EMI的特點 ………………………………………………30</p><p>　　3．5．3 EMI測試技術 ………………………………………………………30</p&g

12、t;<p>　　3．5．4 抑制干擾的措施 ……………………………………………………31</p><p>　　3．5．5 電磁干擾濾波器的構造原理 ………………………………………33</p><p>　　3．5．6 電磁干擾濾波器的基本電路及典型應用 …………………………33</p><p>　　3．5．7 EMI濾波器在開關電源中的應用 ……

13、……………………………34</p><p>　　第4章 PCB電磁兼容性設計 ……………………………………………………………36</p><p>　　4．1 概述 ……………………………………………………………………………36</p><p>　　4．2 PCB上元器件布局 …………………………………………………………37</p><p>

14、　　4．3 PCB布線 ……………………………………………………………………38</p><p>　　4．4 PCB板的地線設計 …………………………………………………………46</p><p>　　4．5 模擬數(shù)字混合線路板的設計…………………………………………………48</p><p>　　4．6 PCB設計時的電路措施 …………………………………………

15、…………49</p><p>　　第5章 單片開關電源印制線路板的設計 ………………………………………………51</p><p>　　5．1 概述 ……………………………………………………………………………51</p><p>　　5．2 Protel99簡介 …………………………………………………………………52</p><p>　　5．3

16、 印制線路板的設計 ……………………………………………………………52</p><p>　　5．3．1 設計印制線路板的條件 ……………………………………………52</p><p>　　5．3．2 設計印制板的步驟 …………………………………………………53</p><p>　　5．3．3 元件布局 ……………………………………………………………53</

17、p><p>　　5．3．4 布線 …………………………………………………………………53</p><p>　　5．4 單片開關電源印制線路板的設計 ……………………………………………55</p><p>　　5．4．1 單片開關電源原理總圖 ……………………………………………55</p><p>　　5．4．2 單片開關電源PCB設計圖 ……

18、……………………………………55</p><p>　　末 ……………………………………………………………………………………56</p><p>　　參考 …………………………………………………………………………………57</p><p>　　附 錄 …………………………………………………………………………………60</p><p>&l

19、t;b>　　電源設計</b></p><p>　　摘 要：電力電子技術已發(fā)展成為一門完整的、自成體系的高科技技術，電力電子技術的發(fā)展帶動了電源技術的發(fā)展，而電源技術的發(fā)展有效地促進了電源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展。電源技術主要是為信息產(chǎn)業(yè)服務的，信息技術的發(fā)展又對電源技術提出了更高的要求，從而促進了電源技術的發(fā)展，兩者相輔相成才有了現(xiàn)今蓬勃發(fā)展的信息產(chǎn)業(yè)和電源產(chǎn)業(yè)。從日常生活到最尖端的科學都離不開電源技術的參與

20、和支持，而電源技術和產(chǎn)業(yè)對提高一個國家勞動生產(chǎn)率的水平，即提高一個國家單位能耗的產(chǎn)出水平，具有舉足輕重的作用。在這方面我國與世界先進國家的差距很大，作為一個電源工作者，不僅要設計出國際或國內(nèi)先進的電源，還要考慮到電源的適應性以及電源的成本。只有具有先進性能的電源，加上合理的制作成本，才能使我國的電源產(chǎn)業(yè)趕超發(fā)達國家。這里著重介紹了基于TOP252Y的單片開關電源，通過運用先進的電力電子技術等技術，實現(xiàn)了將普通市電轉化為穩(wěn)定地電壓電流輸出

21、。首先介紹開關電源的含義，開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。隨著各種各樣電器的出現(xiàn)以及</p><p>　　關鍵詞：單片開關電源; 反激式；脈寬調制。</p><p><b>　　第1章 緒論</b></p><p>&

22、lt;b>　　1.1 概述</b></p><p>　　電源歷來是各種電子設備中不可缺少的組成部分，其性能優(yōu)劣直接關系到電子設備的技術指標及能否安全可靠地工作。開關電源（Switching Power Supply）自問世以來，就以其穩(wěn)定、高效、節(jié)能等優(yōu)良性能而成為穩(wěn)壓電源的主要產(chǎn)品。而高度集成化的單片開關電源，更是因其高性價比、簡單的外圍電路、小體積與重量和無工頻變壓器隔離方式等優(yōu)勢而成為穩(wěn)壓

23、電源中的佼佼者，是設計開發(fā)各種高效率中、小功率開關電源的優(yōu)勢器件。隨著生產(chǎn)、生活中自動化程度的不斷提高，開關電源也朝著智能化方向發(fā)展，由微控制器控制的開關電源將單片開關電源與單片機控制相結合，更加體現(xiàn)了開關電源的可靠性和靈活性。在21世紀，隨著各種不同的單片開關電源芯片及其電路拓撲的應用和推廣，單片開關電源越來越體現(xiàn)出巨大的實用價值和美好前景。</p><p>　　1.2 開關電源的發(fā)展簡況</p>

24、<p>　　開關電源被譽為高效節(jié)能電源，它代表著穩(wěn)壓電源的發(fā)展方向，現(xiàn)已成為穩(wěn)壓電源的主流產(chǎn)品。近20多年來，集成開關電源沿著下述兩個方向不斷發(fā)展。第一個方向是對開關電源的核心單元——控制電路實現(xiàn)集成化。1997年國外首先研制成脈寬調制（PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉公司、硅通用公司（Silicon General）、尤尼特德公司（Unitrode）等相繼推出一批PWM芯片，典型產(chǎn)品有MC3520、SG3524、UC3

25、842。90年代以來，國外又研制出開關頻率達1MHz的高速PWM、PFM（脈沖頻率調制）芯片，典型產(chǎn)品如UC1825、UC1864。第二個方向則是對中，小功率開關電源實現(xiàn)單片集成化。這大致分兩個階段：80年代初意－法半導體有限公司（SGS－Thomson）率先推出L4960系列單片開關式穩(wěn)壓器。該公司于90年代又推出了L4970A系列。其特點是將脈寬調制器、功率輸出級、保護電路等集成在一個芯片中，使用時需配工頻變壓器與電網(wǎng)隔離，適于制作

26、低壓輸出（5.1～40V）、大中功率（400W以下）、大電流（1.5A～10A）、高效率（可超過90%）的開關電源。但從本質上講，它仍屬DC/D</p><p>　　1994年，美國PI公司在世界上首先研制成功三端隔離式脈寬調制型單片開關電源，被人們譽為“頂級開關電源”。其第一代產(chǎn)品為TOPSwitch系列，第二代產(chǎn)品則是1997年問世的TOPSwitch-II系列。該公司于1998年又推出了高效、小功率、低價格

27、的四端單片開關電源TinySwitch系列。在這之后，Motorola公司于1999年又推出MC33370系列五端單片開關電源，亦稱高壓功率開關調節(jié)器（High Voltage Power Switching Regulator）。目前，單片開關電源已形成四大系列、近70種型號的產(chǎn)品。</p><p>　　1.3 開關電源的發(fā)展趨勢</p><p>　　1955年美國羅耶（GH·

28、Roger)發(fā)明的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現(xiàn)高頻轉換控制電路的開端，1957年美國查賽（Jen Sen)發(fā)明了自激式推挽雙變壓器，1964年美國科學家們提出取消工頻變壓器的串聯(lián)開關電源的設想，這對電源向體積和重量的下降獲得了一條根本的途徑。到了1969年由于大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短等元器件改善，終于做成了25千赫的開關電源。  </p><p>　　

29、目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。目前市場上出售的開關電源中采用雙極性晶體管制成的100kHz、用MOS－FET制成的500kHz電源，雖已實用化，但其頻率有待進一步提高。要提高開關頻率，就要減少開關損耗，而要減少開關損耗，就需要有高速開關元器件。然而，開關速度提高后，會受電路中分布電感和電容或二極管中存儲

30、電荷的影響而產(chǎn)生浪涌或噪聲。這樣，不僅會影響周圍電子設備，還會大大降低電源本身的可靠性。</p><p>　　其中，為防止隨開關啟-閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用R-C或L-C緩沖器，而對由二極管存儲電荷所致的電流浪涌可采用非晶態(tài)等磁芯制成的磁緩沖器。不過，對1MHz以上的高頻，要采用諧振電路，以使開關上的電壓或通過開關的電流呈正弦波，這樣既可減少開關損耗，同時也可控制浪涌的發(fā)生。這種開關方式稱為諧振式開關。

31、0;  </p><p>　　目前對這種開關電源的研究很活躍，因為采用這種方式不需要大幅度提高開關速度就可以在理論上把開關損耗降到零，而且噪聲也小，可望成為開關電源高頻化的一種主要方式。當前，世界上許多國家都在致力于數(shù)兆Hz的變換器的實用化研究。</p><p>　　我們這次畢業(yè)設計主要是研究TOPSwitch-II開關電源以及相關的PCB設計制作，力圖使電路簡單且易于調試，盡最

32、大可能的方便用戶的使用。在本次設計中，我們要掌握電路設計的基本方法和步驟，學會用計算機專用軟件（Protel99）繪制電路原理圖和設計制作印制線路板圖，掌握標準化制圖的基本規(guī)則，將理論和實踐相結合，提高獨立分析能力和解決問題的能力，為我們畢業(yè)后走上工作崗位打下一個良好的基礎。</p><p><b>　　第2章 方案論證</b></p><p><b>　

33、　2.1 概述</b></p><p>　　整個系統(tǒng)以TOPSwitch-II芯片為核心，順序流程連接各個功能模塊，完成了將普通市電轉化成所需要的穩(wěn)定電流和電壓。</p><p>　　2.2 系統(tǒng)總體框圖</p><p>　　圖2.1 系統(tǒng)總體框圖</p><p>　　圖2.1是本開關電源結構框圖，圖中顯示了主要電路模塊，其中開關

34、占空比控制電路是基于TOPSwitch-II型芯片的控制電路[1]。</p><p><b>　　2.3 工作原理</b></p><p>　　2.3.1 TOPSwitch-II的結構及工作原理</p><p>　　TOPSwitch-II器件為三端隔離反激式脈寬調制單片開關電源集成電路，但與其第一代產(chǎn)品相比，它不僅在性能上有進一步改進，而且

35、輸出功率有顯著提高，現(xiàn)已成為國際上開發(fā)中、小功率開關電源及電源模塊的優(yōu)選集成電路。</p><p>　　TOPSwitch-II的管教排列圖如圖2.2所示，它有三種封裝形式。其中TO-220封裝自帶小散熱片，屬典型的三端器件，本文主要采用此種封裝形式的芯片。此外還有DIP-8封裝和SMD-8封裝，它們都有8個管腳，但均可簡化成3個，兩者區(qū)別是DIP-8可配8腳IC插座，SMD-8則為表面貼片，后者不許打孔焊接。&

36、lt;/p><p>　　圖2.2 TOPSwitch-II的管教排列圖</p><p>　　TOPSwitch-II的三個管腳分別為控制信號輸入端C（CONTROL）、主電源輸入端D（DRAIN）、電源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制電路的基準點。它將脈寬調制（PWM）控制系統(tǒng)的全部功能集成到了三端芯片中，TOPSwitch-II的內(nèi)部框圖如圖2.3所示。主要包括10部分：控制電壓源

37、；帶隙基準電壓源；振蕩器；并聯(lián)調整器/誤差放大器；脈寬調制器；門驅動級和輸出級；過電流保護電路；過熱保護及上電復位電路；高壓電流源。圖中Zc為控制端的動態(tài)阻抗，RE是誤差電壓檢測電阻RA與CA構成截止頻率為7kHZ的低通濾波器。 </p><p>　　TOPSWitch-II的基本工作原理是利用反饋電流Ic來調節(jié)占空比D，達到穩(wěn)壓目的。舉例說明，當輸出電壓Uo上升時，經(jīng)過光耦反饋電路使得Ic上升，從而使得D下降

38、，Uo也隨之下降，最終使Uo不變。</p><p>　　TOPSwitch-II器件開關頻率高，典型值為100kHz，允許范圍為90-110kHz，開關管占空比由C腳電流以線性比例控制。電路啟動時，由漏極經(jīng)內(nèi)部高壓電流源為C腳提供工作電壓Vc。（實際電路中C腳外部應接入電容，以電容的充電過程控制Vc逐步升高，以完成電路的軟啟動過程），其PWM反饋控制回路由Rc、比較器A1和F1等元件組成，控制極電壓Vc為控制電路

39、提供電源，同時也是PWM反饋控制回路的偏置電壓，比較器A2的基準電壓設置為5.7V，當Vc高于5.7V時，A2輸出高電平，與此同時PWM控制電流經(jīng)電阻R與振蕩器輸出的鋸齒波電流分別輸入PWM比較器A4的+/-輸入端，這時因反饋電流較小從A3反向端輸入的鋸齒波信號經(jīng)門電路G3和G4送至RS觸發(fā)器B2的復位端+在鋸齒波信號和時鐘信號的共同作用下RS觸發(fā)器的輸出端Q被置為高電平，門極驅動信號（PWM信號）經(jīng)G6，G7兩次反相，送到開關管F2的

40、柵極，開關管處于開關狀態(tài)，當電路啟動結束時Vc升至門限電壓4.7V，A2輸出高電平驅動電子開關動作，控制電路的供電切換至內(nèi)部電源；正常工作時TOPSwitch器件通過外圍電路形成電壓負反饋閉環(huán)控制，調</p><p>　　圖2.3 TOPSwitch-II的內(nèi)部框圖</p><p>　　TOPSwitch器件具有關斷/自動重啟動電路功能，即當調節(jié)失控時立即使芯片在低占空比下工作，倘若故障已

41、排除就自動重啟動恢復正常工作。在自啟動階段（控制極電壓Vc低于門限電壓5.7V時），控制電路處于低功耗的待命狀態(tài)，此時由于比較器A2的滯回特性，電子開關頻繁地在高壓電流源和內(nèi)部電源之間進行切換，使得Vc值保持在4.7-5.7V之間。自啟動電路由一個8分頻計數(shù)器完成延時功能，阻止輸出級MOSFET管F2連續(xù)導通，直到8個充/放電周期完全結束后才能再次導通。TOPSwitch器件通過預置V1m值來實現(xiàn)過流保護。TOPSwitch器件內(nèi)部還設

42、有過熱保護電路，當芯片結溫大于135度時關斷輸出級（MOSFET），從而實現(xiàn)過熱保護目的。</p><p>　　2.3.2 單片開關電源電路基本原理</p><p>　　TOPSWitch-II單片開關電源典型電路如圖2.4所示。高頻變壓器在電路中具備能量存儲、隔離輸出和電壓變換著三種功能。由圖可見，高頻變壓器觸及繞組Np的極性（同名端用黑圓點表示），恰好與次級繞組Ns、反饋繞組NF的極性

43、相反。這表明在TOPSWitch-II導通時，電能就以磁場能量形式儲存在初級繞組中，此時VD2截止。當TOPSWitch-II截止時VD2導通，能量傳輸給次級，刺激反擊是開關電源的特點。圖中，BR為整流橋，CIN為輸入端濾波電容。交流電壓u經(jīng)過整流濾波后得到直流高壓UI，經(jīng)初級繞組加至TOPSWitch-II的漏極上。鑒于在TOPSWitch-II關斷時刻，由高頻變壓器漏感產(chǎn)生的尖峰電壓會疊加在直流高壓UI和感應電壓UOR上，可是功率開

44、關管漏籍電壓超過700V而損壞芯片；為此在初級繞組兩端增加漏極鉗位保護電路。鉗位電路由瞬態(tài)電壓抑制器或穩(wěn)壓管（VDZ1）、阻塞二極管（VD1）組成，VD1應采用超快二極管（SRD）。VD2為次級整流管，COUT是輸出端濾波電容。</p><p>　　目前國際上流行采用配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。反饋繞組電壓經(jīng)過VD3、CF整流濾波后獲得反饋電壓UFB，經(jīng)光耦合器重的光敏三極管給TOPSWitch-II的控制端提供偏壓

45、，CT是控制端C的旁路電容。設穩(wěn)壓管VDZ2的穩(wěn)定電壓為UZ2，限流電阻R1兩端的壓降為UR，光耦合器中LED發(fā)光二極管的正向壓降為UF，輸出電壓Uo由下式設定：</p><p>　　Uo=UZ2+UF+UR （2.1）</p><p>　　則其穩(wěn)壓原理簡述如下：當由于某種原因致使Uo升高時，因UZ2不變，故UF隨之升高，使LED的

46、工作電流IF增大，再通過光耦合器使TOPSWitch-II控制端電流Ic增大。但因TOPSWitch-II的輸出占空比D與Ic成反比，故D減小，這就迫使Uo降低，達到穩(wěn)壓目的。反之亦然[3]。 </p><p>　　圖2.4 單片開關電源典型電路</p><p>　　第3章 單片開關電源的設計</p><p><b>　　3.1 概述</b>

47、</p><p>　　開關電源因具有重量輕、體積小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬等優(yōu)點，在電視電聲、計算機等許多電子設備中得到了廣泛的使用。為了進一步追求開關電源的小型化和低成本，人們不斷研制成功一些復合型單片開關電源集成電路芯片。如美國電源集成公司（Power Integrations Inc， 簡稱PI公司或Power公司）推出的TOPSwitch-II器件就是其中的代表。TOPSwitch-II器件集PWM信號控制電

48、路及功率開關場效應管（MOSFET）于一體，只要配以少量的外圍元器件，就可構成一個電路結構簡潔、成本低、性能穩(wěn)定、制作及調試方便的單端反激式單片開關電源。</p><p>　　3.2 單片開關電源電路參數(shù)的設定</p><p>　　下面將比較詳細的敘述這些參數(shù)求得過程并完成電子表格。</p><p>　　確定開關電源的基本參數(shù)</p><p>

49、;　　交流輸入電壓最小值umin=85V</p><p>　　交流輸入電壓最大值umax=265V</p><p>　　電網(wǎng)頻率fL=50Hz</p><p>　　開關頻率f=100kHz</p><p>　　輸出電壓Uo=24V</p><p>　　輸出功率Po=50W</p><p><

50、;b>　　電源效率η=85%</b></p><p>　　損耗分配系數(shù)Z：Z代表次級損耗和總損耗的比值。在極端情況下，Z=0表示全部損耗發(fā)生在初級，Z=1則表示全部損耗發(fā)生在次級。在此，我們選取Z=0.5。</p><p>　　反饋電路類型及反饋電壓UFB的確定</p><p>　　我們可參照表1中的數(shù)據(jù)確定參數(shù)，因為我們采用配TL431的光耦反饋

51、電路，所以UFB的值便一目了然。</p><p>　　(3) 輸入濾波電容CIN、直流輸電壓最小值UImin的確定</p><p>　　由表2可知在通用85~265V輸入時，CIN、UImin的值都可大概確定，其中，我們確定UImin的值為90V，而輸入濾波電容的準確值不能從此表中得出。</p><p>　　輸入濾波電容的容量是開關電源的一個重要參數(shù)。CIN值選的過

52、低，會使UImin的值大大降低，而輸入脈動電壓UR卻升高。但CIN值取得過高。會增加電容器成本，而且對于提高UImin值和降低脈動電壓的效果并不明顯。下面介紹CIN準確值的方法。</p><p>　　表1 反饋電路的類型及UFB的參數(shù)值</p><p>　　表2 確定CIN、UImin值</p><p>　　我們用以下式子獲得準確的CIN值：</p>

53、<p><b>　?。?.1）</b></p><p>　　在寬范圍電壓輸入時，umin=85V，取UImin=90V，fL=50Hz，tC=3ms，Po=50W，η=85%，一并帶入式（3.1）求出CIN=129.69μF，比例系數(shù)CIN/Po=129.69μF/50W=2.6μF/W，這恰好在（2~3）μF/W允許的范圍之內(nèi)。</p><p>　　確定U

54、OR、UB的值</p><p>　　表3 確定UOR、UB值</p><p>　　當TOPSwitch-II關斷且次級電路處于導通狀態(tài)時，次級電壓會感應到初級上。感應電壓UOR就與UI相疊加后，加至內(nèi)部功率開關管（MOSFET）的漏極上。與此同時，初級漏感也釋放能量，并在漏極上產(chǎn)生尖峰電壓UL。由于上述不利情況同時出現(xiàn)，極易損壞芯片，因此需給初級增加鉗位保護電路。利用TVS器件來吸收尖峰電

55、壓的瞬間能量，使上述三種電壓之和（UI+UOR+ UL）低于MOSFET的漏-源擊穿電壓U(BR)DS值。</p><p>　　根據(jù)UImin和UOR來確定最大占空比Dmax</p><p>　　Dmax的計算公式為</p><p><b>　?。?.2）</b></p><p>　　已知UOR=135V，UImin=9

56、0V，將UDS(ON)設為10V，一并代入式（3.2），求得Dmax=62.79%，這與典型值67%已經(jīng)很接近了。Dmax隨u的升高而減小。</p><p>　　(6) 確定初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP</p><p>　　定義比例系數(shù) （3.3

57、）</p><p>　　表4 根據(jù)u來確定KRP</p><p>　　由表4可確定KRP=0.4</p><p>　　(7) 確定初級波形參數(shù)</p><p>　　輸入電流的平均值IAVG</p><p><b>　?。?.4）</b></p><p>　　已知Po=50W

58、，η=85%，UImin=90V，求得IAVG=0.65A</p><p><b>　　初級峰值電流IP</b></p><p><b>　?。?.5）</b></p><p>　　把IAVG=0.65A，KRP=0.4，Dmax=62.79%代入式（3.5）得，IP=1.29A</p><p>&

59、lt;b>　　初級脈動電流IR</b></p><p><b>　　由式（3.3）可得</b></p><p>　　IR= KRP·IP=0.4×1.29A=0.52A</p><p>　　初級有效值電流IRMS</p><p><b>　?。?.6）</b>&

60、lt;/p><p>　　將IP=1.29A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.6）的得，IRMS=0.83A</p><p>　　(8) 芯片及結溫的確定</p><p>　　所選芯片的極限電流最小值ILIMT（min）應滿足下式</p><p>　　ILIMT（min）≥IP/0.9

61、 （3.7）</p><p>　　即ILIMT（min）≥1.43A，于是我們就選取了TOP225Y</p><p><b>　　TJ由下式確定</b></p><p><b>　?。?.8）</b></p><p>　　TOP225的設計功耗為1.7W，=20℃/W，TA=40℃，代入式（

62、3.8）得TJ=74℃。一般來說，TJ應在25℃到100℃之間，才能使開關電源長期正常運行。</p><p>　　(9) 初級電感量Lp的計算</p><p>　　在每個開關周期內(nèi)，由初級傳輸給次級的磁場能量變化范圍是</p><p>　　½LpIp²～½Lp（Ip-IR）²。初級電感量由下式?jīng)Q定：</p>&l

63、t;p><b>　?。?.9）</b></p><p>　　式中，Lp的單位是μH。已知開關電源的輸出功率為50W，初級脈動電流與峰值電流的比例系數(shù)KRP=0.4，開關頻率f=100kHz，損耗分配系數(shù)Z=0.5，電源效率η=85%，IP=1.29A，將這些數(shù)值代入式（3.9）得Lp=1021.79 μH </p><p>　　(10) 選擇

64、高頻變壓器并查找其參數(shù)</p><p>　　可從設計手冊中查出，當Po=50W時可供選擇的鐵氧體磁芯型號。若用常規(guī)漆包線繞制，可選EE30或EE35型，型號中的數(shù)字表示磁芯長度A=30mm或35mm。EE型磁芯的價格低廉，磁損耗低且適應性強。若采用三重絕緣線，則選EF30型磁芯。在此我們采用常規(guī)漆包線，故選用EE30型磁心。由手冊中查出SJ=1.09cm²，l=5.77cm， AL=4.69μH/匝&#

65、178;，b=13.7mm。</p><p>　　(11) 計算次級匝數(shù)Ns</p><p>　　對于100V/115V交流輸入，次級繞組可取1匝/V；對于230V交流或寬范圍輸入應取0.6匝/V。現(xiàn)已知u=85~265V，Uo=24V，考慮到在次級肖特基二極管上還有0.4V的正向導通壓降UF1，因此次級匝數(shù)為（Uo+ UF1）×0.6匝/V=（24V+0.4V）×0.

66、6匝/V=14.64匝。由于次級繞組上還存在導線電阻，也會形成壓降，實取Ns=15匝。</p><p>　　(12) 計算初級匝數(shù)Np</p><p><b>　?。?.10）</b></p><p>　　已知Ns=15匝，UOR=135V，Uo=24V，UF1=0.4V，將這些值一同帶入式（3.10），可求得Np=82.99，實取83匝。&l

67、t;/p><p>　　(13) 計算反饋繞組匝數(shù)</p><p><b>　?。?.11）</b></p><p>　　配有TL431的光耦反饋電路UFB 一般取12V，UF2取0.7V，UF1=0.4V，Ns=15，將這些值連同Uo=24V一起帶入式（3.11），求得NF=7.8匝。實取8匝。</p><p>　　(14)

68、 根據(jù)初級層數(shù)d、骨架寬度b和安全邊距M，用下式計算有效骨架寬度</p><p>　　bE=d（b-2M） (3.12)</p><p>　　暫且將d設為2，M取為3mm，b=13.7mm，將其帶入式（3.12）求得，bE=15.4mm</p><p>　　再利用下式計算初級導線的外徑（帶絕緣層）DPM：

69、</p><p>　　DPM= bE/NP （3.13）</p><p>　　將bE=15.4mm，NP=83帶入式（3.13）求得，DPM=0.19mm?？鄢崞ず?，裸體導線的內(nèi)徑DPm=0.15mm。 </p><p>　　(15) 驗證初級導線的電流密度J是否滿足初級有效值電流IRMS=0.83A之條

70、件。計算電流密度的公式為</p><p><b>　?。?.14）</b></p><p>　　將DPm=0.15mm，IRMS=0.83A代入式（3.14）中得到J=7.22A/mm2。</p><p>　　若J﹥10 A/mm2，應選用較粗的導線并配以較大尺寸的磁芯和骨架，使J﹤10 A/mm2。若J﹤4 A/mm2，宜選較細的導線和較小的

71、磁芯骨架，使J﹥4 A/mm2，亦可適當增加NS的匝數(shù)。</p><p>　　查表可知，與直徑0.15mm接近的公制線規(guī)φ0.16mm，比0.15mm略粗一點，完全可滿足要求。因φ0.14mm的公制線規(guī)稍細，故不選用。</p><p>　　(16) 計算磁芯中的最大磁通密度BM</p><p><b>　?。?.15）</b></p>

72、;<p>　　將IP=1.29A，Lp=1021.79 μH，Np=83匝，磁芯有效橫截面積SJ=1.09cm²，一并代入式（3.15）中，得到BM=0.25T。</p><p>　　(17) 磁芯的氣隙寬度</p><p>　　式（3.16）中，δ的單位是mm。將SJ=1.09cm²，Np=83匝，Lp=1021.79 μH，磁芯不留間隙時的等效電感AL

73、=4.69μH/匝²一并代入式（3.16）得到，δ=0.89mm。氣隙δ應加在磁芯的磁路中心處，要求δ≥0.051mm。</p><p><b>　　（3.16）</b></p><p>　　(18) 計算留有氣隙時磁芯的等效電感</p><p><b>　?。?.17）</b></p><p

74、>　　將Lp=1021.79 μH，Np=83匝代入式（3.17）得到，ALG=0.15μH/匝²。</p><p>　　(19) 計算次級峰值電流ISP</p><p>　　次級峰值電流取決于初級峰值電流IP和初、次級的匝數(shù)比n，有公式</p><p><b>　　（3.18）</b></p><p>

75、　　已知IP=1.29A，Np=83，Ns=15，不難算出n=5.5，代入式（3.18）得到ISP=7.14A</p><p>　　(20) 計算次級有效值電流ISRMS</p><p>　　次級紋波電流與峰值電流的比例系數(shù)KRP與初級完全相同，區(qū)別僅是對次級而言，KRP反映的是次級電流在占空比為（1-Dmax）時的比例系數(shù)[5]。因此，計算次級有效值電流ISRMS時，需將式（2.6）中的

76、IRMS、Ip、Dmax依次換成ISRMS、ISP、（1-Dmax）。由此得到公式</p><p><b>　?。?.19）</b></p><p>　　將ISP=7.14A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.19）中求得，ISRMS=3.52A。</p><p>　　(21) 計算出濾波電容上的紋波電流IRI</p>

77、;<p>　　先求出輸出電流Io=Po/Uo=50W/24V=2.08A，再代入式（3.20）：</p><p><b>　?。?.20）</b></p><p>　　將ISRMS=3.52A，Io=2.08A代入式（3.20）中計算出，IRI=2.84A</p><p>　　(22) 計算次級裸導線直徑</p>&

78、lt;p><b>　　有公式</b></p><p><b>　?。?.21）</b></p><p>　　將ISRMS=3.52A，J=7.22A/mm2代入式（3.21）中求出，DSm=0.31mm。實選φ0.315mm的公制線規(guī)。</p><p>　　需要指出，當DSm﹥0.4mm時應采用φ0.40mm的兩股導

79、線雙線并繞Ns匝。與單股粗導線繞制方法相比，雙線并饒能增大次級繞組的等效橫截面積，改善磁場耦合程度，減少磁場泄感及漏感。此外，用雙線并繞方式還能減小次級導線的電阻值，降低功率損耗。</p><p>　　導線外徑（單位是mm）的計算公式為</p><p><b>　?。?.22）</b></p><p>　　將b=13.7mm，M=3，Ns=15

80、匝一并代入式（3.22）中得到，DSM=0.51mm。選用導線直徑DSm≥0.31mm而絕緣層外徑DSM≤0.51mm的三重絕緣線。</p><p>　　(23) 確定次級整流管、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓：U（BR）S、U（BR）FB</p><p><b>　　有公式</b></p><p><b>　　（3.23）<

81、/b></p><p><b>　　（3.24）</b></p><p>　　將Uo=24V，UFB=12V，UImax=375V，Ns=15匝，Np=83匝，NF=8匝，分別代入式（3.23）和式（3.24）中計算出，U（BR）S=91.77V，U（BR）FB=48.14V。</p><p>　　表5：設計24V、50W開關電源的電子數(shù)

82、據(jù)表格</p><p>　　(24) 部分參數(shù)的補充</p><p>　　對于表5中交流磁通密度有兩個計算公式：</p><p><b>　?。?.25）</b></p><p><b>　　（3.26）</b></p><p>　　式中最大磁通密度BM=0.25T，KRP=

83、0.4，代入式（3.25）算出BAC=0.2。式（3.26）可作為驗證公式[7]。</p><p>　　磁芯無氣隙時的相對磁導率</p><p>　　與磁芯不留間隙時的等效電感AL、有效磁路長度l、磁芯有效橫截面積SJ之間，存在下述關系式</p><p><b>　?。?.27）</b></p><p>　　將AL=4.

84、69μH/匝，l=5.77cm，SJ=1.09 cm2，代入式（3.27）得到=1.98μH/匝cm</p><p>　　3.3 單片開關電源中電子元器件的選擇</p><p>　　3.3.1 選擇鉗位二極管和阻塞二極管</p><p>　　(1) 瞬態(tài)電壓抑制器的工作原理</p><p>　　瞬態(tài)電壓抑制器亦稱瞬變電壓抑制二極管，其英文縮寫

85、為TVS ( Transient voltage Suppressor)，是一種新型過壓保護器件。由于它的響應速度極快、鉗位電壓穩(wěn)定、體積小、價格低，因此可作為各種儀器儀表、自控裝置和家用電器中的過壓保護器。還可用來保護單片開關電源集成電路、MOS 功率器件以及其他對電壓敏感的半導體器件[10]。</p><p>　　瞬態(tài)電壓抑制器是一種硅PN結器件，其外型與塑封硅整流二極管相似，見圖3.1中（a）。常見的封裝形

86、式有DO－41、A27K、A37K，它們在75 ℃以下的額定脈沖功率分別為2W、5W、15W，在25 ℃、1/120s條件下可承受的浪涌電流分別可達 50A、80A、200A。外形尺寸有ø2.7×5.2、ø5.0×9.4（mm）等規(guī)格。其鉗位電壓從0.7V到3kV。TVS的符號與穩(wěn)壓管相同 ，見圖3.1中（b），伏安特性如圖3.1中（c）所示。圖3.1中(c)中 ，UB、IT分別為反向擊穿電壓（即

87、鉗位電壓）、測試電流。UR為導通前加在 器件上的最大額定電壓。有關系式UR≈0.8UB。 IR是最大反向漏電流。Uc是在1ms時間內(nèi)器件可承受的最大峰值電壓。有關系式UC>UB>UR。IP是瞬時脈沖峰值電流。因IP、IT、IR分別屬于A、 mA、μA這三個數(shù)量級，故IP>>IT>> IR。TVS的峰值脈沖功率PP與干擾脈沖的占空比（D）以及環(huán)境溫度（TA）有關。當D↓時PP↑，反之亦然。而當TA↓時P

88、P↑。PP值通常是在脈寬1ms、脈沖上升沿為10μs、D=0.01％的條件下測出的，使用時不得超過此</p><p>　　（a）外形 （b）符號 （c）伏安特性</p><p>　　圖3.1 瞬態(tài)電壓抑制器</p><p>　　瞬態(tài)電壓抑制器在承受瞬態(tài)高電壓（例如浪涌電壓、雷電干擾、尖峰電壓）時 ，能迅速反向擊穿，由

89、高阻態(tài)變成低阻態(tài)，并把干擾脈沖鉗位于規(guī)定值，從而保證電子設備或元器件不受損壞。鉗位時間定義為從零伏達到反向擊穿電壓最小值所需要的時間。TVS的鉗位時間極短，僅1ns，所能承受的瞬態(tài)脈沖峰值電流卻高達幾十至幾百A。其性能要優(yōu)于壓敏電阻器（VSR），且參數(shù)的一致性好。 </p><p><b>　　(2) 阻塞二極管</b></p><p><b>　　反向恢復

90、時間tIr</b></p><p>　　反向恢復時間tIr的定義是電流通過零點由正向轉向反向，再由反向轉換到規(guī)定低值的時間間隔。它是衡量高頻整流及續(xù)流器件性能的重要技術指標。反向電流的波形如圖3.2所示。圖3.2中，IF為正向電流，IRM為最大反向 恢復電流，tIr為反向恢復電流，通常規(guī) 定Irr=0.1IRM。當t≤t0時，iF=IF。 當t>t0時，由于整流管上的正向電壓突然變成反向電壓，因

91、此正向電流迅速減小，在 t=t1時刻，iF=0。然后整流管上流過反向電流iR，并且iR逐漸增大；在 t=t2時刻達到最大反向電流IRM。此后反向電流逐漸減小，并且在t=t3時刻達到規(guī)定值Irr。從t2到t3的反向恢復過程與電容器放電過程有相似之處。由t1到 t3的時間間隔即為反向恢復時間trr。</p><p>　　圖3.2 反向恢復電流的波形</p><p>　　快恢復二極管的結構特點&

92、lt;/p><p>　　快恢復二極管的內(nèi)部結構與普通二極管不同，它是在P型、N型硅材料中增加了基區(qū)I，構成P－I－N硅片。由于基區(qū)很薄，反向恢復電荷很小，不僅大大減小了trr值，還降低了瞬態(tài)正向電壓，使管子能承受很高的反向工作電壓?？旎謴投O管的反向恢復時間一般為幾百ns，正向壓降為0.6～0.7V，正向電流是幾A至幾 kA，反向峰值電壓可達幾百V至幾kV。超快恢復二 極管則是在快恢復二極管基礎上發(fā)展而成的，其反向恢

93、復電荷進一步減小，trr值可低至幾十ns。20A以下的快恢復二極管及超快恢復二極管大多采用TO-220封裝。從內(nèi)部結構看，可分成單管、對管兩種。對管內(nèi)部包含兩只快恢復或超快恢復二極管，根據(jù)兩只二極管接法的不同，又有共陰對管、共陽對管之分。幾十A的快恢復 、超快恢復二極管一般采用TO-3P金屬殼封裝，更大容量（幾百A至幾kA）的管子則采用螺栓型或平板型封裝[3]。</p><p>　　(3) 關于鉗位二極管和阻塞二

94、極管的選取</p><p>　　對于像TOPSwitch-II這樣的中低功率類型單片開關電源，可選UB=180V的瞬態(tài)電壓抑制器。對于鉗位二極管和阻塞二極管的選取參見表6：</p><p>　　表6 鉗位二極管和阻塞二極管的選取</p><p>　　對于TVS和阻塞二極管，還可以選取其它型號的管子，如表7和表8所示：</p><p>　　表7

95、 單片開關電源常用TVS的型號</p><p>　　表8 阻塞二極管選取原則</p><p>　　3.3.2 輸出整流管的選取</p><p>　　開關電源的輸出整流管宜采用肖特基二極管，這有利于提高電源效率。典型產(chǎn) 品有Motorola公司生產(chǎn)的MBR系列肖特基二極管。所 選肖特基管必須滿足條件</p><p>　　URM≥2U（BR）

96、S （3.28）</p><p>　　Id≥3IOM （3.29）</p><p>　　式（3.28）中次級整流管的最大反向峰值電壓2U（BR）S由式（3.30）決定：</p><p><b>　?。?.30）</b></p>

97、<p>　　單片開關電源的輸出電壓Uo=24V，最大連續(xù)輸出電流IOM=2.08A，最大輸出功率POM=50W。已知高頻變壓器的初級匝數(shù)NP=83匝，次級匝數(shù)Ns=15匝，直流輸入電壓最大值UImax=375V（對應于交流輸入電壓最大值umax=265 V）。由式（3.30）可計算出U(BR)S=91.78V。再根據(jù)式（3.28）求得URM≥183.5V。將IOM=2.08A代入式（3.29）中得到Id≥6.24A。<

98、;/p><p>　　需要指出，肖特基二極管的最高反向工作電壓一般不超過100V，僅適合作低壓、大電流整流用。當UO≥30V時，須用耐壓100V以上的超快恢復二極管來代替肖特基二極管，此時電源效率略有下降。此時U(BR)S=91.78V，URM≥183.5V，已不再適合采用肖特基二極管，如上所述，采用耐壓100V以上的超快恢復二極管。由表9可選出合適的二極管：</p><p>　　表9 Moto

99、rola公司部分型號的超快恢復二極管數(shù)據(jù)表</p><p>　　由表9我們選出MUR820型超快恢復二極管，其URM=200V﹥183.5V，Id=8A﹥6.24A，TIr=30ns﹥10ns，電源效率會稍微下降。</p><p>　　3.3.3 輸出濾波電容的選取</p><p>　　輸出濾波電容C2上的紋波電流很大，在前面已求出IRI=2.84A，進而求出C2

100、上的功率損耗</p><p><b>　　（3.31）</b></p><p>　　式（3.31）中r0為濾波電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）。它表示在電容器的等效電路中，與之相串聯(lián)的代表電容器損耗的等效電阻，簡稱串聯(lián)損耗電阻，在此我們將其值取為2.4Ω，則可計算出功率損耗P=19.36W。</p><p>　　輸出紋波電壓由式（3.32）決定&l

101、t;/p><p>　　URI=ISP·r0 （3.32）</p><p>　　計算出URI=17.14V。</p><p>　　在固定負載的情況下，通過C2的交流電流標稱值必須滿足下列條件：</p><p><b>　　（3.33）</b>

102、;</p><p>　　即=（1.5~2）IRI=（1.5~2）×2.84A∈（4.26~5.28）。通過查手冊我們確定選取COUT=1000μF/35V。</p><p>　　3.3.4 反饋電路中整流管的選取</p><p>　　表10中的URM（已知：≥183.5V）為整流管最高反向工作電壓，前面已知，其值為48.14V，要求如表10，由表可知選Ph

103、ilips公司的BAV21比較合適。</p><p>　　表10選擇反饋電路中的整流管</p><p>　　3.3.5 反饋濾波電容的選擇</p><p>　　反饋濾波電容應取0.1μF/50V陶瓷電容器。</p><p>　　3.3.6 控制端電容及串聯(lián)電阻的選擇</p><p>　　控制端電容一般取47μF/10V

104、，普通電解電容器即可。與之相串聯(lián)的電阻可選6.2Ω、1/4W，本設計采用連續(xù)模式，此電阻不可省略。</p><p>　　3.3.7 TL431型可調式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器的選擇</p><p>　　TL431是由美國德州儀器公司（TI）和摩托羅拉公司生產(chǎn)的2.50～36V可調式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器。其性能優(yōu)良，價格低廉，可廣泛用于單片精密開關電源或精密線性穩(wěn)壓電源中。此外，TL431還能構成電壓比較

105、器、電源電壓監(jiān)視器、延時電路、精密恒流源等。目前在單片精密開關電源中，普遍用它來構成外部誤差放大器，再與線性光耦合器組成隔離式光耦反饋電路。TL431系列產(chǎn)品包括TL431C、TL431AC、TL431I、TL431AI、TL431M、TL431Y，共6種型號。它屬于三端可調式器件，利用兩只外部電阻可設定2.50～36V范圍內(nèi)的任何基準電壓值。TL431的電壓溫度系數(shù)αT=30×10－6／℃（即30ppm／℃）。其動態(tài)阻抗低，

106、典型值為0.2Ω。陰極工作電壓UKA的允許范圍是2.50～36V，陰極工作電流IKA=1～100mA。TL431大多采用DIP-8或TO-92封裝形式，管腳排列分別如圖3.3所示。圖中，A為陽極，使用時需接地。K為陰極，需經(jīng)限流電阻接正電源。UREF是輸出電壓Uo的設定端，外接電阻分壓器[11]。NC為空</p><p>　　TL431的等效電路見圖3.4，主要包括4部分：</p><p>

107、;　　圖3.3 TL431的電路符號與基本接線圖 3.4 TL431等效電路圖</p><p>　　(1)誤差放大器A，其同相輸入端接從電阻分壓器上得到的取樣電壓，反相輸入端則接內(nèi)部2.50V基準電壓Uref，并且設計的UREF=Uref，UREF端常態(tài)下應為2.50V，因此亦稱基準端；</p><p>　　(2)內(nèi)部2.50V（準確值應為2.495V）基準電壓源Ur

108、ef；</p><p>　　(3)NPN型晶體管VT，它在電路中起到調節(jié)負載電流的作用；</p><p>　　(4)保護二極管VD，可防止因K、A間電源極性接反而損壞芯片。TL431的電路符號和基本接線如圖2所示。它相當于一只可調式齊納穩(wěn)壓管，輸出電壓由外部精密電阻R1和R2來設定，有公式</p><p>　　Uo=UKA=（1＋R1／R2）

109、 （3.34）</p><p>　　R3是IKA的限流電阻。TL431的穩(wěn)壓原理可分析如下：當由于某種原因致使Uo↑時，取樣電壓UREF也隨之升高，使UREF>Uref，比較器輸出高電平，令VT導通，Uo↓。反之，Uo↓→UREF↓→UREFTL431可廣泛用于單片開關電源中，作為外部誤差放大器，構成光耦反饋式電路。其工作原理是當輸出電壓Uo發(fā)生波動時，經(jīng)電阻分壓后得到的取樣電壓就與TL

110、431中的2.5V帶隙基準電壓進行比較，在陰極上形成誤差電壓，使LED的工作電流IF產(chǎn)生相應變化，再通過光耦去改變控制端電流IC的大小，調節(jié)TOPSwitch-II的輸出占空比，使Uo不變，達到穩(wěn)壓目的。</p><p>　　3.3.8 光耦合器的選擇</p><p>　　光耦合器（Optical Coupler，英文縮寫為OC）亦稱光電隔離器或光電耦合器，簡稱光耦。它是以光為媒介來傳輸電

111、信號的器件，通常把發(fā)光器（紅外線發(fā)光二極管LED）與受光器（光敏半導體管）封裝在同一管殼內(nèi)。當輸入端加電信號時發(fā)光器發(fā)出光線，受光器接受光線之后就產(chǎn)生光電流，從輸出端流出，從而實現(xiàn)了“電—光—電”轉換。普通光耦合器只能傳輸數(shù)字（開關）信號，不適合傳輸模擬信號。近年來問世的線性光耦合器能夠傳輸連續(xù)變化的模擬電壓或模擬電流信號，使其應用領域大為拓寬。</p><p>　　(1) 光耦合器的性能特點</p>

112、<p>　　光耦合器的主要優(yōu)點是單向傳輸信號，輸入端與輸出端完全實現(xiàn)了電氣隔離，抗干擾能力強，使用壽命長，傳輸效率高。它廣泛用于電平轉換、信號隔離、級間隔離 、開關電路、遠距離信號傳輸、脈沖放大、固態(tài)繼電器(SSR)、儀器儀表、通信設備及微機接口中。在單片開關電源中，利用線性光耦合器可構成光耦反饋電路，通過調節(jié)控制端電流來改變占空比，達到精密穩(wěn)壓目的。</p><p>　　光耦合器的技術參數(shù)主要有發(fā)